反馈环路设计
稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的,如果没有足够的相位裕度和幅值裕度,电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡.
下面先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零,极点的幅频和相频特性;然后对最常用的反馈调整器TL431的零,极点特性进行分析;TOPSWITCH是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片,它的控制方式是比较复杂的电压型控制,为了方便一般使用者,部集成了一部分补偿功能,所以很多工程师不清晰它的整个环路,最后运用上面的理论分析一个TOPSWITCH设计的电源,对它的环路的每一个部分进行了解剖,可以使工程师更好地应用TOPSWITCH及解决设计中遇到的环路问题.
波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具,它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法,特别是使用渐近线近似以后,只需要计算渐近线改变方向点的值.
增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45°/10倍频程下降.最大相移为-90°
增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按45°/10倍频程上升,最大总相移为90°
右半平面零点是反激和BOOST电路里面特有的现象.增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按-45°/10倍频程下降,总相移为-90°,右半平面零点是几乎无法补偿的,做设计时尽量把其频率提升或降低带宽
Q值是电路的品质因数,过了谐振点后,增益按-40dB/10倍频程下降, 相位依Q值的不同有不同的变化率,Q值越大,相位变化越剧烈,在谐振点相位是-90°, 最大总相移为-180°
Q值是电路的品质因数,R2是负载电阻,R1是电感的电阻,电容的ESR, 整流管阻,和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻.大部分的AC/DC电源,由于损耗较高,一般Q值很难大于3. 当Q值较低时(Q<<0.5),双极点响应会退化为两个单极点响应,如上图所示.
TL431用输出供电时的零,极点特性
TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件,其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响,而以前的分析资料常常忽略这一点.下面分析常见的供电和输出反馈接在一起时的传递函数.
从上面的公式可以看到,在输出直接给431供电的情况下,零点的位置在, 即使没有R,只接一个C的情况下,零点还是存在,如果R1远大于R,零点的位置主要有反馈网络的上分压电阻决定.为了抑制输出的开关纹波,有时在后面加一个LC滤波,如下面TOP245Y电源的L2,C8,其谐振频率一般大约为开关频率的1/10-1/20 左右,这个频率通常远大于反馈回路的带宽,其影响可以忽略.
下面我们将用上面的基础知识来分析一个典型的TOPSWITH电源的控制环路,这是一个宽围输入,12V/2.5A输出的一个反激电源,原理图如下:
下面为反激电压方式的反馈环路图:
其开环传递函数为K=(Kmod * Kpwr * Klc *Kfb)*Kea=K1*Kea
Kpwr是功率部分,Klc是输出LC滤波部分,Kfb是反馈分压部分,Kea是反馈补偿部分和光耦部分,Kmod是调制器部分,在做补偿设计以前,先计算出除Kea 外各自部分的频率特性,然后计算出K1= Kmod * Kpwr * Klc *Kfb的频率特性,根据实际情况确定出需要的设计目标Kea , 然后通过设计TL431的相应补偿来完成Kea的要求.
结合上面的原理图我们来计算在115VAC输入时各个部分的数值.
已知数值:Vin=135V, Vout=12V, C6,C7 ESR=50m?, 负载R=4.8?, η＝81%
由[2]可知:Np=58T, Ns=6T, Lp=827uH, Vor=120V,Vds=5.2V
Vor是次级反射到初级的电压,Lp为初级绕组电感,Ls为次级绕组电感,D为占空比.
功率部分和输出LC滤波部分小信号传递函数[3]
fz2是右半平面零点的频率,此频率随负载R,电感Ls,和占空比D而变化,在此设计中频率是48k,高压时频率更高,AC/DC反激的带宽通常只有几k,远小于此频率的1/4,不会对控制带宽设计产生影响.
Q值的确定,在开关电源里面要经过试验来确定.由于次级绕组的损耗,漏感的损耗,电容ESR的损耗及整流管阻的损耗等,一般AC/DC电源,Q值相当低,在此电源中约0.15 , 由于Q＝0.15<< 0.5, LC 振荡转变为两个双极点:
ωP1= Q*ωO=0.15*4920=738; fo1= ωP1 /(2π)=117Hz
ωP2= ωO/Q=4920/0.15=32800; fo2= ωP2/(2π)=5.22kHz
把上述各个值带入公式(1)得到
Kmod部分小信号传递函数
Kmod是PWM部分的传递函数,TOPSWITCH是个高度集成的功率芯片,除了传统的PWM比较器外,芯片还外接启动用的电容和电阻,其必然对环路有影响,另外部集成了一个7K的极点.Kmod,即TOPSWITCH部分的传递函数为:
DCreg是PWM部分的直流增益,由[4]查出典型值是230,ωTOPSWITCH是7K.下面来确定ωz和ωp.右图是C脚的等效图,C为外接启动电容,在原理图上是C3, R为外接电阻R5和电容C3阻(2欧姆)之和,Zc为C脚动态阻,由[4]查处为15欧姆,C4做抗干扰用,由于值很小,在几KHz的有效带宽不足以对环路造成影响.C脚总阻抗为:
除补偿部分外的小信号传递函数K1:
在此设计中,由于上分压电阻直接接到431基准端,所以Kfb=1
如果要设计补偿部分,可以先确定目标带宽,然后再设计补偿部分,使在目标带宽时的相位裕量大于45°,在用TOPSWITCH设计的反激电源中,目标带宽除受到一般反激电源的几个限制外(带宽要小于开关频率的1/2; 右半平面零点的1/4; 运放增益限制,输出电容类型的选择等), 还受到部7KHz极点的限制,一般不能太高,约1-2KHz, 对一般应用来说,已足够了.本文是对一个实际电源的分析,所以略过这一步,如果需要了解这个过程,可以从结果反推出来运放的补偿部分.
TL431部分小信号传递函数:
由于TL431用输出供电,按第3部分所述,其传递函数为:
R6,R9大小决定了增益,由于R9由零点的位置而决定,所以整个增益的大小由调整R6来确定.CTR为光耦PC817C的实测电流传输比.
补偿部分的波特图如下:
从图上看补偿部分只有一个极点和零点,它们和TOPSWITCH里面的7KHz极点共同组成了一个II型补偿网络.7KHz极点用来抵消输出滤波电容零点,衰减噪音和开关纹波的干扰.
总开环响应:
整个环路的开环增益为K1和Kea的乘机,在波特图上是两部分的增益和相位的代数和.
整个环路的开环波特图:
实测波特图:
交越频率1.16KHz, 相位裕量66.5°, 两者基本温和.
第六章 开关电源反馈设计 除了磁元件设计以外，反馈网络设计也是开关电源了解最少、且非常麻烦的工作。它涉及到模拟电子技术、控制理论、测量和计算技术等相关问题。 开关电源环路设计的目标是要在输入电压和负载变动范围内，达到要求的输出（电压或电流）精度，同时在任何情况下应稳定工作。当负载或输入电压突变时，快速响应和较小的过冲。同时能够抑制低频脉动分量和开关纹波等等。 为了较好地了解反馈设计方法，首先复习模拟电路中频率特性、负反馈和运算放大器基本知识，然后以正激变换器为例，讨论反馈补偿设计基本方法。并介绍如何通过使用惠普网络分析仪HP3562A 测试开环响应，再根据测试特性设计校正网络和验证设计结果。最后对仿真作相应介绍。 6.1 频率响应 在电子电路中，不可避免存在电抗（电感和电容）元件，对于不同的频率，它们的阻抗随着频率变化而变化。经过它们的电信号不仅发生幅值的变化，而且还发生相位改变。我们把电路对不同频率正弦信号的输出与输入关系称为频率响应。 6.1.1 频率响应基本概念 电路的输出与输入比称为传递函数或增益。传递函数与频率的关系－即频率响应可以用下式表示 )()(f f G G ?∠= 其中G (f )表示为传递函数的模（幅值）与频率的关系，称为幅频响应；而∠?(f )表示输出信号与输入信号的相位差与频率的关系，称为相频响应。 典型的对数幅频响应如图6.1所示，图6.1(a)为幅频特性，它是画在以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴增益用20log G (f )表示。图6.1(b)为相频特性，同样以对数频率f 为横坐标的单对数坐标上，纵轴表示相角?。两者一起称为波特图。 在幅频特性上，有一个增益基本不变的频率区间，而当频率高于某一频率或低于某一频率，增益都会下降。当高频增高时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为上限频率，或上限截止频率f H ，大于截止频率的区域称为高频区；在低频降低时，当达到增益比恒定部分低3dB 时的频率我们称为下限频率，或下限截止频率f L ，低于下限截止频率的区域称为低频区；在高 频截止频率与低频截止频率之间称为中频区。在这个区域内增益基本不变。同时定义 L H f f BW -= （6-1） 为系统的带宽。 6.1.2 基本电路的频率响应 1. 高频响应 在高频区，影响系统（电路）的高频响应的电路如图6.2所示。以图6.2a 为例，输出电压与输入电压之比随频率增高而下降，同时相位随之滞后。利用复变量s 得到 R s C sC R sC s U s U s G i o +=+== 11 /1/1)()()( （6-2） 对于实际频率，s =j ω＝j 2πf ，并令 BW f H 103 103 (b) 图6.1 波特图
关于共模反馈环路稳定性的考虑Return To Innocence 在全差分运放的设计中，通常共模反馈的环路会比主运放的级数要多，这时共模反馈环路中多个极点会影响环路的稳定性，这里试着对此问题做些分析 下图是一个简单的两级全差分放大器，其中的cmfb部分利用两个VCVS得到输出信号的共模，再与输入的Vcmo比较得到cmfb的反馈控制信号。 考虑共模反馈环路，其中存在3个极点，包括运放第一级的输出极点、第二级的输出极点以及cmfb节点对应的极点。与分析运放稳定性问题一样，前两者分别为主极点和次主极点，对于第3个极点，由于其阻抗和输出极点一样在1/gm 量级（实际上，为消除系统失调，运放输出共源放大的mos 管和cmfb的二极管连接的mos管有相同的过驱动电压，其gm按w/l成比例），不能简单的忽略。 实际上，这个cmfb的极点与上图中P管的特征频率ft相关，为此我们需要为其选择一个合适的过驱动电压Vov:首先Vov不能太低，这样才能以保证其ft在足够高的频率，以避免cmfb极点对环路的作用；同时这Vov也不能太高，他必须提供一定的gm/Id，保证运放输出级在电流一定的条件下
有足够的gm，从而避免运放输出极点频率的下降。 上面是对利用理想VCVS得到输出共模的方式下的一些分析，下面我们看看实际的得到输出共模电路中的问题。 以电阻方式等到输出信号的共模电平是一种常见的方法，如果忽略前面电路的输出阻抗，cm-sense的电阻Rs和之后的共模比较电路的栅节点电容Cx会在共模反馈的环路中引入一个极点。考虑到一般Rs至少要在Rds量级以避免其对运放增益的衰减，这位个极点的位置不会太高，因此必须加以考虑。实际中，可通过在电阻Rs上并联电容Cs来减小这一极点的影响。 在上面的电路中, 通过简单的分析, 可以得到: 引入Cs 之后, 由cm-sense 部分引入的零极点为: Po=1/(Rs*(Cs+Cx)), Zo=1/(Rs*Cs), 即在极点之后补了一个零点来抵消其作用. 至于具体的Cs 的取值, 考虑Cs 至少与Cx 比较接近, cmfb 环路才能得到一定的相位裕度, 若进一步考虑零极点对建立时间的影响, 应该将Cs/Cx 取为一定值以上才能将零极点拉的足够近, 以减小这一零极点对对共模信号建立时间的影响。 2 您可能也喜欢：
开关电源闭环反馈响应及测试 开关电源依靠反馈控制环路来保证在不同的负载情况下得到所需的电压和电流。反馈控制环路的设计影响到许多因素，包括电压调整、稳定性和瞬态响应。当某个反馈控制环路在某个频率的环路增益为单位增益或更高且总的相位延迟等于360 时，反馈控制环路将会产生振荡。稳定性通常用下面两个参数来衡量： 相位裕量:当环路增益为单位增益时实际相位延迟与360 间的差值，以度为单位表示。 增益裕量:当总相位延迟为360 时，增益低于单位增益的量，以分贝为单位表示。 对多数闭环反馈控制系统，当环路增益大于0dB时，相位裕量都大于45 （小于315 ）。当环路相位延迟达到360 时，增益裕量为-20dB或更低。 如果这些条件得到满足，控制环将具有接近最优的响应；它将是无条件稳定的，即不会阻尼过小也不会阻尼过大。通过测量在远远超出控制环通常操作带宽的情况下控制环的频率响应，可以保证能够反映出所有可能的情况。 一个单输出开关电源的控制环增益和相位响应曲线。测量是利用一个GP102增益相位分析仪（一种独立的用来评价控制环增益和相位裕量的仪器）进行的，然后输入到电子表软件中。 在这一例子中，从0dB增益交点到360 测量得到的相位裕量为82 （360 到 278 ）。从0dB增益交点到相位达到360 的增益裕量为-35dB。把这些增益和相位裕量值与-20dB增益裕量和60 相位裕量的目标值相比较，可以肯定被测试电源的瞬态响应和调节是过阻尼的，也是不可接受的。 0dB交点对应的频率为160Hz，这导致控制环的响应太慢。理想情况下，在1或2KHz处保持正的环增益是比较合适的，考虑到非常保守的增益和相位裕量，不必接近不稳定区即可改善控制环的动态特性。当然需要对误差放大器补偿器件进行一些小的改动。进行修改后，可以对控制环重新进行测试以保证其无条件稳定性。通常可利用频率响应分析仪（FRA）或增益-相位分析仪进行这种测量。这些仪器采用了离散傅里叶变换（DFT）技术，因为被测信号经常很小且被掩盖在噪声和电源开关台阶所产生的失真中。DFT用来从中提取出感兴趣的信号。 测试信号注入 为进行测量，FRA向控制环中注入一个已知频率的误差信号扰动。利用两个FRA通道来判断扰动要多长时间才能从误差放大器输入到达电源输出。 扰动信号应该在控制环反馈信号被限制在单条路径的地方注入，并且来自低阻抗的驱动源。连接到电源输出或误差放大器输出的反馈路径是注入扰动信号的好地方。 通过信号发生器通过一个隔离变压器连接到测试电路，以保证FRA信号发生器和被测试电路间的电气隔离。注入方法将扰动信号注入到误差放大器的输入。对于电源输出电压在FRA最大输入电压限制以内的情况，这一方法是合适的。 如果被测量电源的输出电压比FRA最大输入电压还要高，那么第一种注入方法就不适用了。扰动信号被注入到误差放大器的输出，此处的控制环对地电压比较低。如果电源电压超过FRA输入范围则应采用这种注入方法。
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运放稳定性分析 环路稳定性基础 引言 本系列所采用的所有技术都将“以实例来定义”,而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。为便于进行稳定性分析,我们在工具箱中使用了多种工具,包括数据资料信息、技巧、经验、SPICE仿真以及真实世界测试等,都将用来加快我们的稳定运放电路设计。尽管很多技术都适用于电压反馈运放,但上述这些工具尤其适用于统一增益带宽小于20MHz的电压反馈运放。选择增益带宽小于20MHz的原因是,随着运放带宽的增加,电路中的其他一些主要因素会形成回路,如印制板(PCB) 上的寄生电容、电容中的寄生电感以及电阻中的寄生电容与电感等。我们下面介绍的大多数经验与技术并非仅仅是理论上的,而且是从利用增益带宽小于20MHz的运放、实际设计并构建真实世界电路中得来的。 本系列的第1部分回顾了进行稳定性分析所需的一些基本知识,并定义了将在整个系列中使用的一些术语。 波特图（曲线）基础 幅度曲线的频率响应是电压增益改变与频率改变的关系。这种关系可用波特图上一条以分贝(dB) 来表示的电压增益比频率(Hz) 曲线来描述。波特幅度图被绘成一种半对数曲线：x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴
则为采用线性刻度的电压增益(dB) ,y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。波特图的另一半则是相位曲线（相移比频率）,并被描绘成以“度”来表示的相移比频率关系。波特相位曲线亦被绘成一种半对数曲线：x轴为采用对数刻度的频率(Hz)、y轴为采用线性刻度的相移（度）,y轴最好是采用方便的每主格45°刻度。 幅度波特图要求将电压增益转换成分贝(dB) 。进行增益分析时,我们将采用以dB（定义为20Log10A）表示的电压增益,其中A为以伏/伏表示的电压增益。
一、开关电源的电路组成 开关电源的主要电路是由输入电磁干扰滤波器（EMI）、整流滤波电路、功率变换电路、PWM控制器电路、输出整流滤波电路组成。辅助电路有输入过欠压保护电路、输出过欠压保护电路、输出过流保护电路、输出短路保护电路等。 开关电源的电路组成方框图如下： 二、输入电路的原理及常见电路 1、AC输入整流滤波电路原理： ①防雷电路：当有雷击，产生高压经电网导入电源时，由MOV1、MOV2、MOV3：F1、F2、F3、FDG1组成的电路进行保护。当加在压敏电阻两端的电压超过其工作电压时，其阻值降低，使高压能量消耗在压敏电阻上，若电流过大，F1、F2、F3会烧毁保护后级电路。 ②输入滤波电路：C1、L1、C2、C3组成的双π型滤波网络主要是对输入电
源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。当电源开启瞬间，要对C5充电，由于瞬间电流大，加RT1（热敏电阻）就能有效的防止浪涌电流。因瞬时能量全消耗在RT1电阻上，一定时间后温度升高后RT1阻值减小（RT1是负温系数元件），这时它消耗的能量非常小，后级电路可正常工作。 ③整流滤波电路：交流电压经BRG1整流后，经C5滤波后得到较为纯净的直流电压。若C5容量变小，输出的交流纹波将增大。 2、DC输入滤波电路原理： ①输入滤波电路：C1、L1、C2组成的双π型滤波网络主要是对输入电源的电磁噪声及杂波信号进行抑制，防止对电源干扰，同时也防止电源本身产生的高频杂波对电网干扰。C3、C4为安规电容，L2、L3为差模电感。 ②R1、R2、R3、Z1、C6、Q1、Z2、R4、R5、Q2、RT1、C7组成抗浪涌电路。在起机的瞬间，由于C6的存在Q2不导通，电流经RT1构成回路。当C6上的电压充至Z1的稳压值时Q2导通。如果C8漏电或后级电路短路现象，在起机的瞬间电流在RT1上产生的压降增大，Q1导通使Q2没有栅极电压不导通，RT1将会在很短的时间烧毁，以保护后级电路。 三、功率变换电路 1、MOS管的工作原理：目前应用最广泛的绝缘栅场效应管是MOSFET（MOS管），是利用半导体表面的电声效应进行工作的。也称为表面场效应器件。由于它的栅极处于不导电状态，所以输入电阻可以大大提高，最高可达105欧姆，MOS管是利用栅源电压的大小，来改变半导体表面感生电荷的多少，从而控制漏极电流的大小。 2、常见的原理图：
2006年9月25日第23卷第5期 通信电源技术 Telecom Power Technologies Sep.25,2006,Vol.23No.5 收稿日期:2006204205 作者简介:陈小敏(19822),男,湖北荆门人,硕士研究生,研究方向为电力电子与电力传动。 文章编号:100923664(2006)0520038202设计应用 基于UC 3843的反激式开关电源反馈电路的设计 陈小敏,黄声华,万山明 (华中科技大学电气与电子工程学院,湖北武汉430074) 摘要:介绍了UC 3843的工作特点,利用UC 3843设计了反激式开关稳压电源,分析了新型反馈电路的工作过程及优点,与传统方法相比,此方法使电源的动态响应更快,调试更简单。最后提出了反馈电路详细的设计方法,仿真结果证明了设计的可行性。 关键词:UC 3843;开关电源;反馈电路中图分类号:TN 86 文献标识码:A The Design of Feedback Circuit of t he Flyback Switching Mode Power Supply Based on UC 3843 CH EN Xiao 2min ,HUAN G Sheng 2hua ,WAN Shan 2ming (Huazhong University of Science and Technology ,Wuhan 430074,China ) Abstract :This paper introduces the characteristic of the UC 3843,designs a flyback switching mode voltage 2stabilized source circuit by using the UC 3843,analyzes the operation course and advantages of a novel feedback https://www.doczj.com/doc/9e3773295.html,paring to the traditional method ,this method makes faster dynamic response to the power ,and it is more convenient to debug.In the end of the article ,it presents the detailed design method ,the simulation result proves the feasibility of the design. Key words :UC 3843;switching mode power supply ;feedback circuit 0 引 言 UC 3843是高性能固定频率电流模式控制器,专 为低压应用而设计,广泛用于100W 以下的反激式开关电源中。目前大多数开关电源都采用离线式结构,一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样,该反馈方式的电路简单,但由于反馈不能直接从输出电压取样,没有隔离,抗干扰能力也差,所以输出电压中仍有2%的纹波,对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢,不适合精度要求较高或负载变化范围较宽的场合[1],为了解决这些问题,可以采用可调式精密并联稳压器TL 431配合光耦构成反馈回路。 1 UC 3843简介[2] UC 3843芯片内部具有可微调的振荡器(能进行 精确的占空比控制)、温度补偿的参考、高增益误差放大器,电流取样比较器。其低启动电流,带滞后的欠压锁定,工作频率可达500k Hz ,大电流的图腾柱式输出,是驱动功率MOSFET 的理想器件。UC 3843芯片内部简化方框图如图1所示。 2 应用电路分析 以UC 3843为核心的单端反激式开关稳压电源应 用电路如图2所示。 图1 UC 3843 简化方框图 图2 UC 3843应用电路 如图2所示,采用TL 431配合光耦PC 817A 作为参考、隔离、取样,电路中将UC 3843内部的误差放大器反向输入端2脚直接接地,PC 817A 的三极管集电极直接接在误差放大器的输出端1脚,跳过芯片内部的误差放大器,直接用1脚做反馈,然后与电流检测输入的第3脚进行比较,通过锁存脉宽调制器输出PWM 驱动信号。当输出电压升高时,经电阻R up ,R low 分压后输入到TL 431的参考端的电压也升高,此时流 ? 83?
典型的两级运算放大器环路稳定性分析 典型的两级运放如图所示，负载电容CL=50fF。 首先建立静态工作点。加偏置电流I0=4uA,加共模输入电平1.25V。仿真后得到结果如下，静态工作点是合适的。 1.开环分析 米勒补偿前做开环分析如下，显然，这是不合适的。
加米勒补偿电容Cc=200fF，做开环分析如下，显然，这也是不合适的。这是由于电路中存在零点造成的。
加入调零电阻Rz=40K，，仿真结果如下。可以看出，， ，相位裕度为40度，不够。可通过加大补偿电容来进一步分裂p1，p2主次极 点。（已尝试过加米勒补偿电容Cc=300fF可以得到大于60度的相位裕度）。但是本次设计的运放用在负反馈环路中，故只需要负反馈环路是稳定的就达到设计标准。 理论计算。 查看各管子的静态工作点。 ，，，即。 ，，，即 。
， 。理论值与仿真结果非常接近。 ，理论值与仿真结果非常接近。 ， ，理论值与仿真结果非常接近。 ， ，理论值 与仿真结果40度偏差较大。 2.在负反馈环路中做环路稳定性分析：
从上图可以看出，加入反馈电阻网络R1，R2后就打破了原有的静态工作点：主要是反馈电阻网络R1，R2中的电流由M7管提供，所以M7管的静态工作点打破了，即运放的第二级跨导GmⅡ，输出电阻R2都变了。从波特图中可以看出相位裕度为77度，满足设计标准。理论计算： 查看各管子的静态工作点。 ，， ，即。 ，，，即 。 ， 。理论值与仿真结果非常接近。 ，理论值与仿真结果非常接近。 。 ，理论值与仿真结果非常接近。 ，
，理论值 与仿真结果77度偏差较大。 此结果可能是由于gm7变大，原来的调零电阻RZ过大造成的。现在改变调零电阻Rz=25K， ，仿真结果如下： 此时，相位裕度为63度，满足设计标准。 3.改用大电感大电容仿真环路增益：
环路相位-开关电源稳定性设计 专业技术 环路相位-开关电源稳定性设计 摘要：环路,相位,增益,负载,开关电源,稳定性,电压,相移,电源,频率, 信号接收机-基于单芯片的GPS接收机硬件设计白光调光-白光和彩色光智能照明系统解决方案设备方案-台达UPS在中小企业中的创新应用方案触摸屏电容-电容式触摸屏系统解决方案测量肺活量-利用高性能模拟器件简化便携式医疗设备设计测量温度-热敏电阻(NTC)的基本参数及其应用动能产品-动能电子企业文化活动丰富员工生活电路板镀锡-无锡华文默克发布PCB/SMT工艺方案引擎电压-采用接近传感器的火花探测器太阳能控制器-太阳能LED街灯的挑战及安森美半导体高能效解决方案众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式 有意地引入了180°相移，如果反馈 众所周知，任何闭环系统在增益为单位增益l，且内部随频率变化的相移为360°时，该闭环控制系统都会存在不稳定的可能性。因此几乎所有的开关电源都有一个闭环反馈控制系统，从而能获得较好的性能。在负反馈系统中，控制放大器的连接方式有意地引入了180°相移，如果反馈的相位保持在180°以内，那么控制环路将总是稳定的。当然，在现实中这种情况是不会存在的，由于各种各样的开关延时和电抗引入了额外的相移，如果不采用适合的环路补偿，这类相移同样会导致开关电源的不稳定。 1 稳定性指标衡量开关电源稳定性的指标是相位裕度和增益裕度。相位裕度是指：增益降到0dB 时所对应的相位。增益裕度是指：相位为-180度时所对应的增益大小(实际是衰减)。在实际设计开关电源时，只在设计反激变换器时才考虑增益裕度，设计其它变换器时，一般不使用增益裕度。在开关电源设计中，相位裕度有两个相互独立作用：一是可以阻尼变换器在负载阶跃变化时出现的动态过程；另一个作用是当元器件参数发生变化时，仍然可以保证系统稳定。相位裕度只能用来保证“小信号稳定”。在负载阶跃变化时，电源不可避免要进入“大信号稳定”范围。工程中我们认为在室温和标准输入、正常负载条件下，环路的相位裕度要求大于45°。在各种参数变化和误差情况下，这个相位裕度足以确保系统稳定。如果负载变化或者输入电压范围变化非常大，考虑在所有负载和输入电压下环路和相
最详细的开关电源反馈回 路设计 Prepared on 22 November 2020
开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表： 2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF端（同相端）的电压非常接近Uref（）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1到100mA变化。当然，该图绝不是TL431的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431的内部含有一个的基准电压，所以当在REF端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2所示的电路，当R1和R2的阻值确定时，两者对Vo的分压引入反馈，若Vo增大，反馈量增大，TL431的分流也就增加，从而又导致Vo下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1和R2的值可以得到从到36V范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证TL431工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1mA。 了解了TL431和PC817的基本参数后，来看实际电路： 图3 反馈回路主要关注R6、R8、R13、R14、C8这几个器件的取值。 首先来看R13。R13、R14是TL431的分压电阻，首先应先确定R13的值，再根据Vo=(1+R14/R13)Vref公式来计算R14的值。 1.确定R13.、R14取值
关于共模反馈环路稳定性的考虑 | Return To Innocence 收藏人：mzsm 2014-10-13 | 阅：转：| 来源| 分享 在全差分运放的设计中，通常共模反馈的环路会比主运放的级数要多，这时共模反馈环路中多个极点会影响环路的稳定性，这里试着对此问题做些分析 下图是一个简单的两级全差分放大器，其中的cmfb部分利用两个VCVS得到输出信号的共模，再与输入的Vcmo比较得到cmfb的反馈控制信号。
考虑共模反馈环路，其中存在3个极点，包括运放第一级的输出极点、第二级的输出极点以及cmfb节点对应的极点。与分析运放稳定性问题一样，前两者分别为主极点和次主极点，对于第3个极点，由于其阻抗和输出极点一样在1/gm量级（实际上，为消除系统失调，运放输出共源放大的mos管和cmfb的二极管连接的mos管有相同的过驱动电压，其gm按w/l成比例），不能简单的忽略。 实际上，这个cmfb的极点与上图中P管的特征频率ft相关，为此我们需要为其选择一个合适的过驱动电压Vov:首先Vov不能太低，这样才能以保证其ft在足够高的频率，以避免cmfb极点对环路的作用；同时这Vov也不能太高，他必须提供一定的gm/Id，保证运放输出级在电流一定的条件下有足够的gm，从而避免运放输出极点频率的下降。 上面是对利用理想VCVS得到输出共模的方式下的一些分析，下面我们看看实际的得到输出共模电路中的问题。 以电阻方式等到输出信号的共模电平是一种常见的方法，如果忽略前面电路的输出阻抗， cm-sense的电阻Rs和之后的共模比较电路的栅节点电容Cx会在共模反馈的环路中引入一个极点。考虑到一般Rs至少要在Rds量级以避免其对运放增益的衰减，这位个极点的位置不会太高，因此必须加以考虑。实际中，可通过在电阻Rs上并联电容Cs来减小这一极点的影响。
开关电源设计重难点问答剖析 如何为开关电源电路选择合适的元器件和参数？ 很多未使用过开关电源设计的工程师会对它产生一定的畏惧心理，比如担心开关电源的EMI问题、PCB layout问题、元器件的参数和类型选择问题等。其实只要了解了，使用开关电源设计还是非常方便的。 一个开关电源一般包含有开关电源控制器和输出两部分，有些控制器会将MOSFET集成到芯片中去，这样使用就更简单了，也简化了PCB设计，但是设计的灵活性就减少了一些。 开关控制器基本上就是一个闭环的反馈控制系统，所以一般都会有一个反馈输出电压的采样电路以及反馈环的控制电路。因此这部分的设计在于保证精确的采样电路，还有来控制反馈深度，因为如果反馈环响应过慢的话，对瞬态响应能力是会有很大影响。 输出部分设计包含了输出电容，输出电感以及MOSFET等等，这些器件的选择基本上就是要满足性能和成本的平衡，比如高的开关频率就可以使用小的电感值（意味着小的封装和便宜的成本），但是高的开关频率会增加干扰和对MOSFET的开关损耗，从而效率降低。低的开关频率带来的结果则是相反的。 对于输出电容的ESR和MOSFET的Rds_on参数选择也是非常关键的，小的ESR可以减小输出纹波，但是电容成本会增加，好的电容会贵嘛。开关电源控制器驱动能力也要注意，过多的MOSFET是不能被良好驱动的。 一般来说，开关电源控制器的供应商会提供具体的计算公式和使用方案供工程师借鉴的。 如何调试开关电源电路？ （1）电源电路的输出通过低阻值大功率电阻接到板内，这样在不焊电阻的情况下可以先做到电源电路的先调试，避开后面电路的影响。 （2）一般来说开关控制器是闭环系统，如果输出恶化的情况超过了闭环可以控制的范围，开关电源就会工作不正常，所以这种情况就需要认真检查反馈和采样电路。特别是如果采
最详细的开关电源反馈回路设计
开关电源反馈回路设计 开关电源反馈回路主要由光耦（如PC817）、电压精密可调并联稳压器（如TL431）等器件组成。要研究如何设计反馈回路，首先先要了解这两个最主要元器件的基本参数。 1、光耦 PC817的基本参数如下表：
2、可调并联稳压器 由TL431的等效电路图可以看到，Uref是一个内部的2.5V 基准源，接在运放的反相输入端。由运放的特性可知，只有当REF 端（同相端）的电压非常
接近Uref（2.5V）时，三极管中才会有一个稳定的非饱和电流通过，而且随着REF 端电压的微小变化，通过三极管VT的电流将从1 到100mA 变化。当然，该图绝不是TL431 的实际内部结构，所以不能简单地用这种组合来代替它。但如果在设计、分析应用TL431 的电路时，这个模块图对开启思路，理解电路都是很有帮助的。 前面提到TL431 的内部含有一个2.5V 的基准电压，所以当在REF 端引入输出反馈时，器件可以通过从阴极到阳极很宽范围的分流，控制输出电压。如图2 所示的电路，当R1 和R2 的阻值确定时，两者对Vo 的分压引入反馈，若Vo 增大，反馈量增大，TL431 的分流也就增加，从而又导致Vo 下降。显见，这个深度的负反馈电路必然在Uref等于基准电压处稳定，此时 Vo=(1+R1/R2)Vref。 图2 选择不同的R1 和R2 的值可以得到从2.5V 到36V 范围内的任意电压输出，特别地，当R1=R2 时，Vo=5V。需要注意的是，在选择电阻时必须保证 TL431 工作的必要条件，就是通过阴极的电流要大于1 mA。
1. 绪论 在开关模式的功率转换器中，功率开关的导通时间是根据输入和输出电压来调节的。因而，功率转换器是一种反映输入与输出的变化而使其导通时间被调制的独立控制系统。由于理论近似，控制环的设计往往陷入复杂的方程式中，使开关电源的控制设计面临挑战并且常常走入误区。下面几页将展示控制环的简单化近似分析，首先大体了解开关电源系统中影响性能的各种参数。给出一个实际的开关电源作为演示以表明哪些器件与设计控制环的特性有关。测试结果和测量方法也包含在其中。 2. 基本控制环概念 2.1 传输函数和博得图 系统的传输函数定义为输出除以输入。它由增益和相位因素组成并可以在博得图上分别用图形表示。整个系统的闭环增益是环路里各个部分增益的乘积。在博得图中，增益用对数图表示。因为两个数的乘积的对数等于他们各自对数的和，他们的增益可以画成图相加。系统的相位是整个环路相移之和。 2.2 极点 数学上，在传输方程式中，当分母为零时会产生一个极点。在图形上，当增益以20dB每十倍频的斜率开始递减时，在博得图上会产生一个极点。图1举例说明一个低通滤波器通常在系统中产生一个极点。其传输函数和博得图也一并给出。 2.3 零点 零点是频域范围内的传输函数当分子等于零时产生的。在博得图中，零点发生在增益以20dB每十倍频的斜率开始递增的点，并伴随有90度的相位超前。图2 描述一个由高通滤波器电路引起的零点。 存在第二种零点，即右半平面零点，它引起相位滞后而非超前。伴随着增益递增，右半平面零点引起90度的相位滞后。右半平面零点经常出现于BOOST和
BUCK-BOOST转换器中，所以，在设计反馈补偿电路的时候要非常警惕，以使系统的穿越频率大大低于右半平面零点的频率。右半平面零点的博得图见图3。 3.0 开关电源的理想增益相位图 设计任何控制系统首先必须清楚地定义出目标。通常，这个目标是建立一个简单的博得图以达到最好的系统动态响应，最紧密的线性和负载调节率和最好的稳定性。理想的闭环博得图应该包含三个特性：足够的相位裕量，宽的带宽，和高增益。高的相位裕量能阻尼振荡并缩短瞬态调节时间。宽的带宽允许电源系统快速响应线性和负载的突变。高的增益保证良好的线性和负载调节率。 3.1 相位裕量 参看图4，相位裕量是在穿越频率处相位高于0度的数量。这不同于大多数控制系统教科书里提出的从-180度开始测量相位裕量。其中包括DC负反馈所提供的180度初始相移。在实际测量中，这180度相移在DC处被补偿并允许相位裕量从0度开始测量。 根据奈奎斯特稳定性判据，当系统的相位裕量大于0度时，此系统是稳定的。然而，有一个边界稳定区域存在，此处（指边界稳定区，译注），系统由于瞬态响应引起振荡到经过一个长的调节时间最终稳定下来。如果相位裕量小于45度，
2.1、输入整流滤波电路 只要有交流电AC220V输入，ATX开关电源，无论是否开启，其辅助电源就一直在工作，直接为开关电源控制电路提供工作电压。图1中，交流电AC220V经过保险管FUSE、电源互感滤波器L0，经BD1—BD4整流、C5和C6滤波，输出300V左右直流脉动电压。C1为尖峰吸收电容，防止交流电突变瞬间对电路造成不良影响。TH1为负温度系数热敏电阻，起过流保护和防雷击的作用。L0、R1和C2组成Π型滤波器，滤除市电电网中的高频干扰。C3和C4为高频辐射吸收电容，防止交流电窜入后级直流电路造成高频辐射干扰。 2.2、高压尖峰吸收电路 D18、R004和C01组成高压尖峰吸收电路。当开关管Q03截止后，T3将产生一个很大的反极性尖峰电压，其峰值幅度超过Q03的C极电压很多倍，此尖峰电压的功率经D18储存于C01中，然后在电阻R004上消耗掉，从而降低了Q03的C极尖峰电压，使Q03免遭损坏。 2.3、辅助电源电路 整流器输出的300V左右直流脉动电压，一路经T3开关变压器的初级①~②绕组送往辅助电源开关管Q03的c极，另一路经启动电阻R002给Q03的b极提供正向偏置电压和启动电流，使Q03开始导通。Ic流经T3初级①~②绕组，使T3③~④反馈绕组产生感应电动势(上正下负)，通过正反馈支路C02、D8、R06送往Q03的b极，使Q03迅速饱和导通，Q03上的Ic电流增至最大，即电流变化率为零，此时D7导通，通过电阻R05送出一个比较电压至IC3（光电耦合器Q817）的③脚，同时T3次级绕组产生的感应电动势经D50整流滤波后一路经R01限流后送至IC3的①脚，另一路经R02送至IC4（精密稳压电路TL431），由于Q03饱和导通时次级绕组产生的感应电动势比较平滑、稳定，经IC4的K端输出至IC3的②脚电压变化率几乎为零，使IC3发光二极管流过的电流几乎为零，此时光敏三极管截止，从而导致Q1截止。反馈电流通过R06、R003、Q03的b、e极等效电阻对电容C02充电，随着C02充电电压增加，流经Q03的b极电流逐渐减小，使③~④反馈绕组上的感应电动势
原边反馈电源方案的设计 原边反馈（PSR）的AC/DC控制技术是最近10年间发展起来的新型AC/DC控制技术，与传统的副边反馈的光耦加431的结构相比，其最大的优势在于省去了这两个芯片以及与之配合工作的一组元器件，这样就节省了系统板上的空间，降低了成本并且提高了系统的可靠性。在手机充电器等成本压力较大的市场，以及LED驱动等对体积要求很高的市场具有广阔的应用前景。 在省去了这些元器件之后，为了实现高精度的恒流/恒压（CC/CV）特性，必然要采用新的技术来监控负载、电源和温度的实时变化以及元器件的同批次容差，这就涉及到初级（原边）调节技术、变压器容差补偿、线缆补偿和EMI优化技术。 初级调节的原理是通过精确采样辅助绕组（NAUX）的电压变化来检测负载变化的信息。当控制器将MOS管打开时，变压器初级绕组电流ip从0线性上升到ipeak，公式为 。此时能量存储在初级绕组中，当控制器将MOS管关断后，能量通过变压器传递到次级绕组，并经过整流滤波送到输出端VO。在此期间，输出电压 VO 和二极管的正向电压 VF 被反射到辅助绕组 NAUX，辅助绕组 NAUX 上的电压在去磁开始时刻可由公式 表示，其中VF是输出整流二极管的正向导通压降，在去磁结束时刻 可由公式表示，由此可知，在去磁结束时间点，次级绕组输出电压与辅助绕组具有线性关系，只要采样此点的辅助绕组的电压，并形成由精确参考电压箝位的误差放大器的环路反馈，就可以稳定输出电压VO。这时的输出电流IO由公式表示，其中VCS是CS脚上的电压，其他参数意义如图1所示。这是恒压（CV）模式的工作原理。
图1 原边控制应用框图及主要节点波形图。 当负载电流超过电流极限时，负载电流会被箝位在极限电流值，此时系统就进入恒 流（CC）模式，这里对IO的公式需要加一个限定条件即，即去磁时间与开关周期的比例保持一个常数，这样在CC模式下的输出电流公式变成了 ，其中C1是一个小于0.5的常数，VCSLMT是CS引脚限压极限值。 在使得去磁时间与开关周期的比例保持一个常数后，输出的电压和电流就都与变压器的电感值无关了，因此在实用层面上降低了应用方案对同批次电感感值一致性的要求，从而降低了大规模生产加工的成本。 与此同时，原边反馈系统还会面临线缆压降的问题。因为系统不是直接采样输出端（次级绕组整流后）的电压，而是通过采样辅助绕组的去磁结束点的电压来控制环路反馈的，因此，当输出线较长或者线径较细时，在负载线上会存在较大的内阻（例如在充电器方案中）。在负载电流变化较大的情况下，输出线的末端电压也会有较大变化。在CV模式下，这种变化在某些场合是不能接受的，因此，原边反馈驱动芯片还应该提供对线缆压降补偿的功能，这个功能通常是通过在INV脚上拉一个小电流来实现的。通过预估补偿值来调节连接在INV 脚上的分压电阻的总阻值（分压比例不变），从而补偿不同负载线型和负载大小带来的线缆压降，以维持CV曲线的水平性（如图2 中的CV曲线）。 图2 原边反馈AC-DC控制器的工作模式示意图。
反馈环路设计 稳定的反馈环路对开关电源来说是非常重要的,如果没有足够的相位裕度和幅值裕度,电源的动态性能就会很差或者出现输出振荡. 下面先介绍了控制环路分析里面必须用到的各种零,极点的幅频和相频特性;然后对最常用的反馈调整器TL431的零,极点特性进行分析;TOPSWITCH是市场上广泛应用的反激式电源的智能芯片,它的控制方式是比较复杂的电压型控制,为了方便一般使用者,内部集成了一部分补偿功能,所以很多工程师不清晰它的整个环路,最后运用上面的理论分析一个TOPSWITCH设计的电源,对它的环路的每一个部分进行了解剖,可以使工程师更好地应用TOPSWITCH及解决设计中遇到的环路问题. 波特图是分析开关电源控制环路的一个有力工具,它可以使复杂的幅频和相频响应的计算变成简单的加减法,特别是使用渐近线近似以后,只需要计算渐近线改变方向点的值. 增益按-20dB/10倍频程下降, 相位近似按-45°/10倍频程下降.最大相移为-90° 增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按45°/10倍频程上升,最大总相移为90°
右半平面零点是反激和BOOST电路里面特有的现象.增益按20dB/10倍频程上升,相位近似按-45°/10倍频程下降,总相移为-90°,右半平面零点是几乎无法补偿的,做设计时尽量把其频率提升或降低带宽 Q值是电路的品质因数,过了谐振点后,增益按-40dB/10倍频程下降, 相位依Q值的不同有不同的变化率,Q值越大,相位变化越剧烈,在谐振点相位是-90°, 最大总相移为-180°
Q值是电路的品质因数,R2是负载电阻,R1是电感的电阻,电容的ESR, 整流管内阻,和代表磁心损耗和漏感损耗的合成电阻.大部分的AC/DC电源,由于损耗较高,一般Q值很难大于3. 当Q值较低时(Q<<0.5),双极点响应会退化为两个单极点响应,如上图所示. TL431用输出供电时的零,极点特性 TL431是开关电源次级反馈最常用的基准和误差放大器件,其供电方式不同对它的传递函数有很大的影响,而以前的分析资料常常忽略这一点.下面分析常见的供电和输出反馈接在一起时的传递函数.
电流型开关电源中电压反馈电路的设计 2007-11-29 09:35:15| 分类：电源| 标签：|字号大中小订阅 尚修香侯振义空军工程大学电讯工程学院 在传统的电压型控制中，只有一个环路，动态性能差。当输入电压有扰动时，通过电压环反馈引起占空比的改变速度比较慢。因此，在要求输出电压的瞬态误差较小的场合，电压型控制模式是不理想的。为了解决这个问题，可以采用电流型控制模式。电流型控制既保留了电压型控制的输出电压反馈,又增加了电感电流反馈,而且这个电流反馈就作为PWM控制变换器的斜坡函数，从而不再需要锯齿波发生器，使系统的性能具有明显的优越性。电流型控制方法的特点如下: 1、系统具有快速的输入、输出动态响应和高度的稳定性； 2、很高的输出电压精度； 3、具有内在对功率开关电流的控制能力； 4、良好的并联运行能力。 由于反馈电感电流的变化率直接跟随输入电压和输出电压的变化而变化。电压反馈回路中，误差放大器的输出作为电流给定信号，与反馈的电感电流比较，直接控制功率开关通断的占空比，所以电压反馈是电流型电源设计中很重要的问题。本文介绍使用电流型控制芯片uc3842时，电压反馈电路的设计。 一、uc3842简介 图1为UC3842PWM控制器的内部结构框图。其内部基准电路产生＋5V基准电压作为UC3842内部电源，经衰减得2.5V电压作为误差放大器基准，并可作为电路输出5V/50mA的电源。振荡器产生方波振荡，振荡频率取决于外接定时元件，接在4脚与8脚之间的电阻R与接在4脚与地之间的电容C共同决定了振荡器的振荡频率，f=1.8/RC。反馈电压由2脚接误差放大器反相端。1脚外接RC网络以改变误差放大器的闭环增益和频率特性，6脚输出驱动开关管的方波为图腾柱输出。3脚为电流检测端，用于检测开关管的电流，当3脚电压≥1V时，UC3842就关闭输出脉冲，保护开关管不至于过流损坏。UC3842PWM 控制器设有欠压锁定电路，其开启阈值为16V，关闭阈值为10V。正因如此，可有效地防止电路在阈值电压附近工作时的振荡。 图1UC3842的内部结构框图如下： UC3842具有以下特点： 1、管脚数量少，外围电路简单，价格低廉； 2、电压调整率很好； 3、负载调整率明显改善； 4、频响特性好，稳定幅度大； 5、具有过流限制、过压保护和欠压锁定功能。 UC3842具有良好的线性调整率，因为输入电压Vi 的变化立即反应为电感电流的变化，它不经过任何误差放大器就能在比较器中改变输出脉冲宽度，再增加一级输出电压Vo至误差放大器的控制，能使线性调整率更好；可明显地改善负载调整率，因为误差放大器可专门用于控制由于负载变化造成的输出电压