下载文档原格式
基于移相全桥软开关的逆变式电弧喷涂电源魏少翀;陈乃富;叶林;刘泽坤;吴树辉【摘要】针对传统电弧喷涂电源存在体积大、质量重、无反馈控制、无法准确控制输出电压等缺点,研制了一种逆变式电弧喷涂电源,通过提高工作频率,大大减少了变压器、电感等器件的质量及体积,采用移相全桥控制,并利用软开关技术,使得全桥开关管及二次侧二极管实现软开关,大大降低了热耗和整机损耗,提高了变换器转换效率.逆变式电弧喷涂电源在缩小整机大小的基础上,提高了输出波形质量,优化了喷涂质量.研究电路基本工作原理并分析软开关的实现条件,建立对应的仿真模型并研制了试验样机,仿真及试验结果证明了该方案的可行性.【期刊名称】《电焊机》【年(卷),期】2016(046)002【总页数】5页(P53-57)【关键词】电弧喷涂;逆变式;移相全桥;软开关【作者】魏少翀;陈乃富;叶林;刘泽坤;吴树辉【作者单位】苏州热工研究院有限公司,江苏苏州215004;安科瑞电气股份有限公司,上海201801;苏州热工研究院有限公司,江苏苏州215004;苏州热工研究院有限公司,江苏苏州215004;苏州热工研究院有限公司,江苏苏州215004【正文语种】中文【中图分类】TG439.9电弧喷涂技术是一种适用范围广、施工灵活、高效率的热喷涂方法，是一种在工业领域广泛应用的表面改性技术。
电弧喷涂的基本原理是将电弧喷涂电源加在两根连续送进的金属丝之间从而形成电弧，电弧的热量将金属熔化，利用压缩空气将熔化的金属雾化成微熔滴，高速喷向工件表面形成涂层。
该涂层在不改变工件基体材料性能的基础上，可以大幅提升工件综合性能，如耐磨、防腐、抗氧化、隔热等[1]。
传统也是目前广泛使用的电弧喷涂电源采用工频变压器降压，整流输出恒电压直流电的拓扑，其优点是电源可靠性高，能够在恶劣工况下长时间工作。
但其存在的问题较多：（1）由于变压器工作在工频状态，电源体积大，质量重，不利于现场尤其是复杂工况下的施工，制约了电弧喷涂技术的应用。
您现在的位置：首页> 模块电源> 正文基于UCC3895 的移相全桥软开关升压变换器设计2007-4-29| 浏览次数88 次来源：李晓玲邓焰何湘宁摘要：研究了一种新型的高频DC/DC开关功率变换器，采用单电压环移相PWM 控制，在比较低的变压器匝比条件与较大的负载范围内实现了开关器件的零电压软开关（ZVS）。
最后给出了实验结果和几个主要波形，并做出了详细的说明。
关键词：DC/DC 变换器；移相PWM 控制；零电压软开关（ZVS）；UCC3895；升压变换器；引言目前，全桥变换电路是国内外DC/DC 变换器中最常用的电路拓扑形式之一，在大、中功率应用场合更是首选拓扑。
其中以移相PWM方式进行控制的全桥电路，在近几年得到了极为广泛的应用。
但是传统的PWM DC/DC 移相全桥零电压软开关（ZVS）变换器一般都是应用在升压比为1左右的情况下，本文要介绍的变换器则是在升压比为22的比较极端的状态下基于UCC3895 芯片来实现软开关。
1 改进型移相全桥ZVS DC/DC 变换器主电路设计1.1 指标要求其主要技术指标要求如下：（1）输入电压DC 48V（DC 40V～57V）；（2）输出电压DC±370V；（3）输出功率2000V·A。
1.2 主电路拓扑与基本工作原理移相全桥ZVS DC/DC 变换器主电路结构如图1所示。
图1 移相全桥ZVS主电路其基本工作原理为，在PWM控制方式下，直流电压VBAT施加在由S1~S4共4 只开关管构成的两个桥臂上。
当两只成对角的开关管S1、S4或S2、S3同时导通时，功率从源侧通过变压器T向负载传送；当所有开关管均关断时，负载电流将通过整流二极管续流，同时滤波电容Cf为负载继续提供能量。
通过相移方式控制4只开关管的通断顺序，在变压器的原边将得到按某一占空比D变化的正负半周对称的交流方波电压。
如果变压器的变比为n，则变压器次边将产生幅值为Vin/n 的交流方波电压，经过二极管组成的整流电路和电感Lf、电容Cf 组成的低通滤波电路最终就可得到所要求的平滑直流输出电压。
仪器仪表 化工自动化及仪表,2006,33(4):67~70Contro l and Instru m ents in Chem ical Industry 基于AR M的新型移相P WM控制方法及应用孟志强,陈燕东(湖南大学电气与信息工程学院,长沙410082)摘要: 提出一种基于ARM的新型移相全桥PWM控制方法。
该方法采用ARM微处理器LPC2129的内定时器实现负载频率跟踪,内P WM控制器实现移相P WM输出,使逆变系统工作在准谐振状态,并完成功率调节。
该控制方法在大功率介质阻挡放电臭氧电源中得到了实际应用。
运行结果表明:臭氧电源的频率跟踪速度快、稳定可靠,该控制方法具有较强的实用性。
关键词: ARM;移相P WM控制;LPC2129;频率跟踪中图分类号:TM46;TN86 文献标识码:B 文章编号:1000 3932(2006)04 0067 041 引 言移相P WM控制方法是近年来在全桥变换电路拓扑中广泛应用的一种软开关控制方法[1~3],它既具有常规P WM控制恒频的特点,又能在调功过程中实现ZCS或Z V S。
在移相全桥P WM控制逆变电源中,普遍采用串联或并联电感或电容的方法对负载进行功率因数补偿,并采用频率跟踪技术跟踪负载电压或电流实现系统闭环控制和功率调节[2,3]。
常用的频率跟踪技术有CD4046锁相环频率跟踪电路[3]和单片机实现的频率跟踪技术,前者虽然能实现负载频率的自动跟踪,但存在着频率跟踪范围小、可靠性差、死区时间需用辅助电路实现等缺点;后者因单片机的主频限制,响应速度慢、实时性较差。
本文提出了一种基于AR M的新型移相全桥P WM控制方法,利用ARM级芯片LPC2129的P WM 控制功能和定时器实现频率跟踪和移相P WM的4路驱动脉冲输出。
该方法已在采用介质阻挡放电法[2,3]的大功率臭氧电源中得到了成功应用。
2 LPC2129的定时器与P WM控制器LPC2129是基于16/32位AR M7TDM I的工业级芯片[4],采用64脚封装,主频为60MH z,具有256 KByte的高速F lash、16KByte片内静态RAM、2个32位定时器、2路CAN和6路P WM输出等。
基于DSP和CPLD的移相全桥软开关电源数字控制器1 引言近年来，随着大功率开关电源的发展，对控制器的要求越来越高，开关电源的数字化和智能化也将成为未来的发展方向。
目前，我国的大功率开关电源多采用传统的模拟控制方式，电路复杂，可靠性差。
因此，采用集成度高、集成功能强大的数字控制器设计开关电源控制器，来适应不断提高的开关电源输出可编程控制、数据通讯、智能化控制等要求。
2.数字控制器设计图1 控制器系统结构本文设计的数字控制器，采用TI公司24X系列DSP控制器中的TMS320LF2407A芯片作为主控制器，主要功能模块包括：（1）DSP与可编程逻辑器件CPLD相配合实现全桥移相谐振软开关驱动（2）偏磁检测电路；（3）其他功能，如数据采集、保护及外部接口等。
控制系统结构如图1所示。
2.1移相控制波形的生成TMS320LF2407A芯片包含两个事件管理器EVA和EVB，每个事件管理器都包括两个通用定时器，通用定时器GPT1和GPT2对应于事件管理器EVA，GPT1和GPT2对应于事件管理器EVB，通用定时器的结构如图2所示。
通用定时器是PWM波形产生的基础，每个通用定时器都可以提供一路单独的PWM输出通道。
获得指定周期指定脉宽的PWM信号的过程是：首先设置通用定时器控制寄存器TxCON确定计数器的计数模式和时钟源；然后根据需要的PWM波形周期设置周期寄存器TxPR；接着装载比较寄存器TxCMPR，确定PWM波形的占空比。
通过上述相应的设置即可获得指定周期、指定脉宽的PWM信号。
图2 通用定时器结构图而输出移相波形的关键是让同一事件管理器中的两个通用定时器同步工作，并且在一个通用定时器从零开始计数的时刻，赋予另一个通用定时器计数器不同的初值，初值的大小决定两个通用定时器输出PWM 波形的相位关系。
本文利用事件管理器EVA的两个通用定时器GPT1和GPT2的同步工作，产生移相波形。
图3 带死区的移相控制波形产生过程为了避免因开关器件特别是IGBT器件在关断时电流拖尾造成桥臂瞬时直通所造成的危害，还需要在同侧桥臂的开关器件控制波形中添加死区。
移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。
如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。
主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。
采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。
电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。
图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。
通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。
由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。
当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。
移相全桥变换器软开关设计及效率优化黄伟，罗文广*，黄丹（广西科技大学电气与信息工程学院，广西柳州545006）摘要：针对负载减小时传统移相全桥变换器滞后桥臂的开关管实现软开关的范围变窄，变换器效率降低的问题，通过分析变换器的工作过程以及变换器超前滞后桥臂实现软开关的条件，研究谐振电感取值不同对占空比丢失、滞后桥臂实现软开关、变换器效率的影响；设计移相全桥变换器电路参数，并通过saber 软件进行仿真.结果表明取适当的谐振电感值，增加滞后桥臂软开关范围，可以优化变换器效率.关键词：移相全桥变换器；软开关；效率优化；滞后桥臂；谐振电感中图分类号：TM46DOI ：10.16375/45-1395/t.2019.03.0080引言电力电子变换器不仅要满足高效率、高功率密度、高可靠性等电气性能指标，还要有较低的成本、较小的体积、较轻的质量、较低散热要求、较高适应环境能力等优点[1-3].由于变换器的输出功率与开关管的个数成正比，所以全桥变换器的功率最大，广泛应用于高输入电压及中大功率场合中.随着软开关技术出现，硬开关的不足得到解决.软开关是指通过控制脉冲使开关管两端电压为零时导通（零电压导通ZVS ）或使流经开关管电流为零时关断（零电流关断ZCS ）.软开关技术，在开关管开通、中断瞬间，电压电流变化无交叉点，实现理想的开关损耗为零，同时减小电磁干扰，得到广泛应用[4].零电压开关PWM 全桥变换器[5]，大大减小了开关损耗，有利于减小变换器体积和重量，有助于提高开关频率，进而较好的满足高效率、高功率密度、高可靠性且成本低的性能要求.但零电压开关PWM 移相全桥变换器随着负载逐渐减小，滞后桥臂的开关管实现ZVS 的范围变窄，轻则导致开关管发热，效率降低[6-7]，重则导致变换器无法正常工作.针对这个问题，本文在参数设计上进行研究，增加变换器滞后桥臂软开关范围，优化变换器的效率.1移相控制ZVS PWM 全桥变换器的工作分析移相全桥变换器有3种控制方式[8]，工作原理本质一样，现以移相控制为例，分析其工作原理与软开关实现的条件.图1为主电路拓扑，其中Q 1-Q 4为开关管，D 1-D 4为二极管，C 1-C 4为寄生电容，L 1为谐振电感，D r1与D r2为副边稳压二极管，L f 与C r 起滤波作用.图2为主要波形图，其中t 0到t 2时段内相位差为移相角，移相角越小，输出电压越高，反之越小.假设：电路中的电容、电感、开关管、二极管、变压器都是理想元器件；且C 2=C 4，C 1=C 3；L f ≫L r /K ，K 为变压器原副边匝数比.在一个开关周期内，共有12个开关模态，由于前后6个周期的原理相同，因此只分析前6个模态的原理.开关模态0：如图3所示，t 0时刻前，开关管Q 1、Q 4导通，电流从电源正极流出，经过开关管Q 1、变压器原边绕组、谐振电感L 1、开关管Q 4最后回到负极.变压器副边回路从副边绕组顶端到整流二极管D r1、输出滤波电感L f 、电容C f 与负载，再回到副边绕组形成回路.收稿日期：2019-02-25基金项目：国家自然科学基金项目（61563006）资助.*通信作者：罗文广，工学硕士，教授，研究方向：智能控制及应用、汽车电子控制技术，E-mail ：wenguang.luo@.第30卷第3期2019年9月广西科技大学学报JOURNAL OF GUANGXI UNIVERSITY OF SCIENCE AND TECHNOLOGYVol.30No.3Sep.2019第3期开关模态1：如图4所示，在[t 0，t 1]时段中，t 0时刻，C 1充电，C 3放电.在此期间，副边电流因为滤波电感L f 的作用保持方向不变，原边电流受其影响方向不会发生改变，D 1导通将Q 1两端电压箝位至0，使得Q 1零电压关断.t 1时刻，C 3电压下降到0，D 3导通.开关模态2：如图5所示，在[t 1，t 2]时段中，D 3导通后，将开关管两端的电压箝位至0，此时无电流流经Q 3，实现Q 3零电压开通.电流i 为原边滤波电感电流.开关模态3：如图6所示，在[t 2，t 3]时段内，t 2时刻，Q 4零电压关断，C 3放电，C 4充电，V AB 极性发生变化，变压器副边绕组电势为上负下正，整流二极管D r2导通，此时D r1与D r2都导通，副边绕组电压为0.相应的，原边绕组也为0，此时V AB 作用在谐振电感L 1.t 3时刻，C 4电压上升到V in ，D 2导通.图2主要波形示意图Fig.2Main waveform图3t 0时刻Fig.3t 0time图4[t 0,t 1]时段Fig.4[t 0,t 1]period图5[t 1,t 2]时段Fig.5[t 1,t 2]period 图6[t 2,t 3]时段Fig.6[t 2,t 3]period图1主电路拓扑Fig.1Main circuittopology黄伟等：移相全桥变换器软开关设计及效率优化49第30卷广西科技大学学报开关模态4：如图7所示，在[t 3，t 4]时段内，D 2导通，将Q 2两端电压箝位为0，Q 2开通，但此时无电流流经Q 2，实现Q 2零电压开通，谐振电感L 1将存储能量反馈电源.此时原边绕组电压依旧为0，电源电压V in 全部加在谐振电感L 1两端，电流i 线性递减[9].t 4时刻，电流减小到0，D 2、D 3关断，电流流经Q 2、Q 3.开关模态5：如图8，在[t 4，t 5]时段内，t 4时刻，电流流经Q 2、Q 3，电流由0反向增加，但还未到提供负载电流的程度.t 5时刻，原边电流达到原边负载电流，整流管D r1关断，D r2流过全部负载电流[10].开关模态6：如图9，在[t 5，t 6]时段内，电源给负载供电.t 6时刻，Q 3关断，之后变换器进入下半个工作周期.在[t 2，t 5]时段内，原边电流极性发生变化，由正变负的过程中，由于谐振电感，原边电流不足以提供负载电流，副边整流管全部处于导通状态，输出滤波电感电流处于续流状态[11]，整流输出后的电压为0，所以副边丢失部分占空比.2软开关分析和设计从以上分析可知，移相全桥实现零电压导通软开关（ZVS ），必须要有足够的能量使开关管并联的寄生电容进行充放电，并联二极管顺利导通，将开关管两端的电压箝位至0.而提供这能量的主要是电感.同时，超前桥臂和滞后桥臂实现软开关又有所不同.超前桥臂在实现ZVS 中，其能量来源于滤波电感L f 与谐振电感L 1.滤波电感L f 在超前桥臂开关过程中类似恒流源，能量充足，超前桥臂易实现ZVS.因为变压器副边短路，只有谐振电感L 1提供能量来实现滞后桥臂的ZVS ，所以在负载减小时滞后桥臂难实现ZVS.移相全桥电路要实现超前桥臂的ZVS ，必须满足死区时间大于寄生电容放完电之后，二极管在开关管导通之前，将电压箝位至0，则有：t deadi V in I（1）t dead <L 1C r （2）式中，C i ——超前桥臂的寄生电容，C r ——滞后桥臂的寄生电容，L 1——谐振电感，V in ——输入电压，I——原边电流.滞后桥臂实现ZVS 主要受L 1的影响，只有L 1的能量大于C 2、C 4充放电所需的能量，才能实现滞后桥臂的ZVS ，因此有：12L 1I 21>C r V 2in （3）式中，I 1为流过谐振电感的电流.由式（1）可知：开关管并联的寄生电容C i越小，超前桥臂越容易实现ZVS.输入电压V in 为固定值，从式（3）可知：原边电流I 1越大，滞后桥臂越容易实现ZVS.原边电流受负载影响，负载减小时，原边电流I 1图7[t 3,t 4]时段Fig.7[t 3,t 4]period 图8[t 4,t 5]时段Fig.8[t 4,t 5]period图9[t 5,t 6]时段Fig.9[t 5,t 6]period50第3期减小，I 21减小的更为严重，只有大幅度的增加L 1的取值，滞后桥臂才能实现ZVS.则L 1越大，越利于滞后桥臂实现软开关，但随着L 1的不断增大，副边占空比的丢失就越来越严重[12-14]，导致输出功率的降低，影响变换器效率的降低.但另一方面，受到式（2）的限制，L 1C r 太小不利于超前桥臂实现软开关，即使占空比的丢失减小了，如果不能实现软开关，会增加开关损耗，也会降低变换器的效率.为了保证移相全桥变换器滞后桥臂能够实现软开关，效率最大化，当谐振电感的能量恰好全部消耗在实现软开关过程中，就不会影响之后变压器原边的输出功率，可得：12L 1I 2m =C r V 2in L 1=2C r V in I m（4）如果负载发生变化：当负载变小时，原边砺磁电流I m 变小，谐振电感的能量不足以提供电容充放电，无法实现软开关，开关损耗增加，变换器效率下降.负载变大时，原边电流变大，谐振电感的能量远大于电容充放电的能量，多余的能量会使电流不能即刻下降到0，即电流方向会保持上一状态的流动方向，会消耗原边的能量降低变压器原边的输出能量，效率下降.因此，根据式（4）计算出来的谐振电感值有利于增加变换器滞后桥臂软开关范围，减小开关损耗，获得较优化的效率.3参数设计及仿真分析3.1参数设计电路主要元件参数：输入电压V in =80V ，输出电压10V ，输出电流10A ，功率100W ，变压器原副边匝数比K =5，取超前桥臂的寄生电容为3nF ，滞后桥臂的寄生电容为1nF ，由式（1）和式（2）可计算出：t dead =0.64μs ，t dead <1.33μs用阻抗值来表示负载的变化，负载增大，则对应的电流增大，电阻减小；负载减小，电流减小，电阻增大.根据不同的负载大小，计算出原边电流，得到对应的谐振电感，结果见表1.输出滤波电感L f 设计：为满足有较高的稳定精度、较长的滤波电容寿命，电感电流的峰值小于额定电流的50%，这里去纹波系数Δ为20%，得到：L f =U R4K f △I 0≈10μH（5）输出滤波电感C f 设计：纹波电压ΔU 与输出负载电流有关，设输出电压纹波ΔU 小于100mV ，得到：C f =I 0T △U≈320μF （6）实际应用中选取的电容要远大于理论计算值，这里取C f =350μF ，T 为一个周期的时间.3.2基于saber 软件仿真分析saber 软件对电路的分析功能强大，主要有直流分析、瞬态分析、频域分析、傅里叶和快速傅里叶分析及蒙特卡洛等，适用于电力电子、机械、光学等各种不同领域组成的混合系统仿真，仿真描述能力精致、真实性高.基于saber 软件搭建仿真电路图如图10所示，仿真结果如图11—图14所示.负载电阻值/Ω2.02.85.020.0原边电流/A1.00.70.40.1谐振电感计算值/μH38.478.0240.0384.0表1不同负载下谐振电感的计算值Tab.1Calculated value of resonant inductanceunder different loads黄伟等：移相全桥变换器软开关设计及效率优化51第30卷广西科技大学学报图11给出了滞后桥臂上、下开关管实现软开关的情况.由图11可以看出，当开关管的触发电压V gs 下降为0之后，开关管两端的电压V ds 才开始增加，两者没有交集，实现了零电压开关.图12为不同谐振电感取值下，移相全桥变换器副边占空比丢失情况.由图12可知，随着谐振电感取值的不断增大，副边占空比丢失越严重.（a ）Q 2开关管（b ）Q 4开关管图11滞后桥臂开关管电压波形Fig.11Voltage waveform of the lagging arm switch图10仿真电路Fig.10Simulated circuit（a ）L 1=38.4μH （b ）L 1=78μH52第3期图13为不同谐振电感值在负载变化时，变换器的开关损耗变化情况.由图13可以看出，随着负载电阻值的增大，开关损耗也增加.电感值增大，开关损耗减小.当L 1=384μH 时，整个负载电阻值区间内开关损耗几乎为0，由此可以推出在全区间内，变换器都实现了软开关.L 1=38.4μH 时，在负载电阻增加到2Ω之后，开关损耗增加，软开关实现变得困难.由图13可知，谐振电感取值越小，变换器实现软开关的范围就越窄.图14为不同谐振电感值在负载变化时，变换器的效率曲线图.由图14可知，谐振电感值越小，负载电阻越小时，变换器效率越大.结合图13和图14可以看出：当谐振电感L 1=38.4μH 、78μH 、240μH ，负载电阻分别在2.0Ω、2.8Ω、5.0Ω时开关损耗刚好降为零，是实现软开关的临界点，变换器的效率最高.其中，谐振电感为38.4μH 时效率达到最高81.7%，240μH 时只有55.0%，但软开关范围大.因此，谐振电感设计时，需要在滞后桥臂的软开关范围与变换器效率之间做取舍.应考虑较大负载时的原边电流来计算，适当地增加滞后桥臂的软开关范围，优化变换器效率.4结论移相全桥变换器滞后桥臂实现软开关会影响变换器的效率.如果谐振电感取值过大，能够轻易实现滞后桥臂软开关，但会导致占空比丢失严重，降低输出功率，从而导致系统效率下降.如果谐振电感取值过小，当负载减小时，滞后桥臂上的开关管就难以实现软开关，带来不可忽略的开关损耗，影响系统效率.由此可以得出结论：1）随着谐振电感的增加，变换器滞后桥臂的软开关范围变宽，但占空比丢失变的更为严重，系统效率整体下降.2）随着负载变化，变换器的效率存在着最大值，其最大值受谐振电感的影响.谐振电感增大，效率（c ）L 1=240μH （d ）L 1=384μH图12不同电感值对应的副边占空比丢失Fig.12Loss of duty cycle of secondary side corresponding to different inductancevalues图13电感、负载与开关损耗关系曲线Fig.13The relation curve of inductance,loadand switch loss图14变换器效率Fig.14Converterefficiency黄伟等：移相全桥变换器软开关设计及效率优化5354广西科技大学学报第30卷最大值随着负载减小的方向移动.3）当负载很小时，变换器效率低，谐振电感值对效率影响低.当负载很大时，变换器效率高，谐振电感取值对效率影响大；电感值过大，降低的变换器效率远大于开关管损耗降低的效率，电感值太小开关管又难以实现软开关.在设计谐振电感时，应考虑较大负载的情况来计算，适当的增加滞后桥臂的软开关范围，降低占空比丢失，获得一个较优化的变换器效率.参考文献[1]邓开元.大功率移相全桥同步整流电源关键技术的研究[D].北京：北京交通大学，2017.[2]尹强，熊泽成，朱子庚，等.移相全桥ZVS PWM变换器的研究[J].电力电子技术，2018，52（1）：11-12，32.[3]刘胜永，唐安琼.一种新颖的软开关双向DC/DC变换器分析与设计[J].电力自动化设备，2012，32（3）：28-31.[4]王建秋.一种基于移相全桥软开关技术的开关电源的研制[D].大连：大连交通大学，2010.[5]黄海宏，王海欣，张毅，等.PWM整流电路的原理分析[J].电气电子教学学报，2007，29（4）：28-30，33.[6]朱栋.数字式ZVS移相全桥电动汽车充电器[D].天津：天津大学，2012.[7]张涛，刘胜道，祝小雨.移相全桥变换器电压模式控制器的设计与仿真[J].船电技术，2013，33（10）：28-30.[8]余帅，刘胜永，崔志鹏，等.基于V2G充电桩系统DC-DC变换器控制策略的研究[J].广西科技大学学报，2018，29（1）：69-75.[9]赵华高.移相全桥ZVS变换器的研究[D].杭州：浙江工业大学，2010.[10]樊俊峰.新型分布式直流电源系统[D].南京：河海大学，2003.[11]李艳.软开关双输入全桥变换器的参数设计[J].电工技术学报，2011，26（9）：167-174，189.[12]苏敏，邹旭东.基于SiC MOSFET的移相全桥ZVS变换器[J].电源学报，2018，16（3）：36-43.[13]张斌，张彦会，史维玮，等.基于纯电动汽车的双输入双向DC/DC变换器设计[J].广西科技大学学报，2014，25（4）：67-71.[14]段宣祥，贺明智，张立伟.移相全桥变换器占空比丢失问题的研宄[J].电力电子技术，2012，46（4）：26-28.Soft switch design and efficiency optimization of phase-shiftedfull-bridge converterHUANG Wei,LUO Wenguang*,HUANG Dan(School of Electric and Information Engineering,Guangxi University of Science and Technology,Liuzhou545006,China)Abstract:In view of the fact that the phase-shifted full-bridge converter gradually decreases with load, the switch of the lagging arm realizes the narrowing of the soft-switching range and the converter effi-ciency is reduced.The condition of the soft-switching of the bridge arm is to study the influence of dif-ferent values of the resonant inductor on the duty cycle loss,the soft-switching of the lagging arm,and the converter efficiency by analyzing the working principle of the converter and realize soft switching condition about the bridge arm of the converter.The phase-shifted full-bridge converter circuit parame-ters are designed and simulated by saber software.The results verify the appropriate resonant inductor value,which can increase the soft-switching range of the lagging arm and optimize the converter effi-ciency.Key words:phase shift full bridge converter;soft switch;efficiency optimization;lagging leg;reso-nance inductor（责任编辑：黎娅）。
基于移相全桥软开关技术的应用1.引言随着科技的发展，电力电子设备不断更新，电源称为了现代工业、国防和科学研究中不可缺少的电气设备。
为了触发、驱动开关变换器的功率开关管，研制适应越来越高性能要求的开关电源，近年来出现了PWM（脉宽调制）型变换器。
PWM技术应用广泛，构成的变换器结构简单，它对常用的线性调节电源提出挑战，在减小体积的同时获取更大的功率密度和更高的系统效率[1,2]。
为了拓展开关电源的应用场合，电源工作频率逐渐提高，高频化成为其重要发展方向，同时也是减小开关电源尺寸的最有效手段。
然而高频PWM变换器在传统硬开关方式工作下，功率管损耗较为严重，系统效率不高，随着开关频率的逐步提高，损耗相继增大[3,4]。
为此，必须采取措施以提高高频开关变换器的效率，人们研究了软开关技术，除了减小开关损耗外，软开关技术应用还大大降低了开关噪声、减小了电磁干扰。
2.软开关技术概况及发展目前广泛应用的DC-DC PWM功率变换技术是一种硬开关技术。
所谓“硬开关”是指功率开关管的开通或者关断是在器件上的电压或者电流不等于零的状态下进行的，即强迫器件在其电压不为零时开通，或电流不为零时关断。
调高开关频率是开关变换技术的重要的发展方向之一。
其原因是高频化可以使开关变换器的体积、重量大为减小，从而提高变换器的功率密度。
为了使开关电源能够在高频下高效率的运行，高频软开关技术不断的发展，所谓“软开关”指的零电压开关（Zero V oltage Switching, ZVS）或零电流开关（Zero Current Switching, ZCS）[5]。
它是应用谐振原理，使开关变换器的开关器件中电流（或电压）按正弦或准正弦规律变化，当电流自然过零时，使器件关断；或者电压为零时，使器件开通，实现开关损耗为零。
再加入一些说明3.移相全桥DC-DC技术传统的全桥（full-bridge简称FB）PWM变换器适用于输出低电压、大功率的情况，以及电源电压和负载变流变换大的场合。
其特点是开关频率固定，便于控制[6,7]。
为了提高变换器的功率密度，减少单位输出功率的体积和重量，需要将开关频率提高到更高频率上（1MHz级水平）。
为了避免开关工程中的损耗随频率增加而急剧上升，人们在移相控制（phase-shifting-control PSC）技术的基础上，利用功率MOS管的输出电容和输出变压器的漏感作为谐振元件，使FB PWM变换器四个开关管依次在零电压下导通，实现横频率软开关，称为PSC FB ZVS-PWM（简称FB ZVS-PWM）变换器[8]。
由于减少了开关过程中的损耗，可以保证变换器效率达到80%-90%，并且不会发生开关应力过大的问题。
现在FB ZVS-PWM开关变换器已经广泛应用于通信和电源等系统中。
再加入一段话4.DC-DC变换器的设计本文应用移相全桥的拓扑结构如图1所示：V Dr1图 1主电路拓扑结构本文采用变换器在变压器原边串联一个阻断电容，在变压器原边电压等于零时，不仅仅依靠导通管的管压降，而主要是阻断电容上的压降使变压器原边电流快速下降。
这样，变压器的漏感不需控制得非常小，可采取常规的措施来设计，制造变压器。
变换器采用移相控制方式，每个桥臂的两个开关管180。
互补导通，两个桥臂的导通角相差一个相位，即移相角，通过调节移相角的大小来调节输出电压，Q A 和Q B 的驱动信号分别超前于Q C 和Q D 一个相位，那么可定义Q A 和Q B 组成超前桥臂，Q C 和Q D 组成滞后桥臂。
其工作模式分析如下：0~t 1时刻，Q A 和Q D 导通。
原边电流i p 流经Q A ，阻断电容C ，变压器缘边绕组及Q D 。
整流二极管Dr1导通，Dr2截止，原边给副边供电。
t 1~t 2时刻，Q A 截止，原边电流i p 下降。
在这段时间里存储在原边中的能量给Q A 的结电容充电给Q B 结电容放电。
由于有Q A 和Q D 的结电容的作用，Q A 是零点压关断，i p 给电容C 充电，在t 2时刻Q B 结电容电压下降到零。
t 2~t 3时刻，开通Q B ，虽然Q B 开通，但是原边电流i p 是通过Q B 体二极管流通，阻断电容C 的电压加在变压器原边绕组和漏感上，i p 继续下降，同时副边电流也下降。
这就导致副边电流将会反射到原边。
t 3~t 4时刻，Q D 和Q B 的体二极管继续导通，阻断电容继续上升。
t 4~t 5时刻，关断Q D ，存储在原边漏感给Q D 结电容充电，给Q C 结电容放电，由于结电容的存在，是零点电压关断Q D 。
Q C 结电容电压下降为零，这时开通是零电压开通。
t 5~t 6时刻，开通Q C 。
期间原边电流逐渐下降到零，阻断电容电压上升到最大。
t 6~t 7时刻，Q C 和Q B 导通，原边电流流经原边电流i p 流经Q C ，阻断电容C ，变压器缘边绕组及Q B 。
到t 7时刻，之后变换器开始另一半周期，器工作情况类似于上述周期。
4.1. 技术指标采用前面介绍的ZVS PWM 全桥变换器拓扑，完成主电路参数的计算，其主要的技术指标为： 输入电压：三相115Vac/400Hz （108～118Vac ）； 输出电压：22～29Vdc ； 输出电流：额定44A ±5%； 输出功率：1.5kW max 。
4.2. 输入整流滤波电路由于本研究的重点是主电路参数的计算，在整流滤波电路中借鉴已有的成熟拓扑电路，采用不可控整流及无源滤波电路，其拓扑结构所如图 2示L5图 2 整流滤波电路拓扑结构有关滤波电感电容的结算，将会会在后续的工作中给出具体的计算方法和结果。
经过整流的输出电压为270V 。
4.3. 主变压器设计4.3.1. 开关频率工作频率对变换器的体积和特征影响很大.工作频率高时，变压器，输出滤波电感和输出滤波电容可小型化，变换器相应速度快。
但功率元器件的耗损大。
本电路由于实现了开关管的零电压开关，可大大提高开关频率，同时考虑到本磁控溅射靶极电源存在的起弧和灭弧机理，所以必须大幅度提高开关频率。
但是实际上由于开关管不可避免地存在关断损耗，因此，开关时不可能是绝对的零损耗开关。
同时，考虑到变压器磁心的铁损，本电路取开关频率为kHz f s 100=。
4.3.2. 磁芯选择考虑到频率kHz f s 100=的情况下，为了最大限度的利用磁芯，对于较大功率运行条件和高温工作范围下，应具有以下最主要的磁特性：（1）高的饱和磁通密度或高的振幅磁导率。
这样变压器磁芯在规定频率下允许有一个大的磁通偏移，其结果可减少匝数；这也有利于铁氧体的高频应用，因为截止频率正比于饱和磁通密度。
（2）在工作频率范围有低的磁芯总损耗。
在给定温升条件下，低的磁芯损耗将允许有高的通过功率。
（3）高的居里点，高的电阻率，良好的机械强度等。
根据法拉第电磁感应定律：p m p on in A B N T V =max min （4.1）即p m p sin A B N f D V =2maxmin （4.2）得到mp s in p B N f D V A 2maxmin =（4.3）式中：p A —磁芯截面积（2m ）； min in V —最小输入电压（V ）； max D —最大占空比；s f —开关频率（Hz ）； p N —原边绕组匝数；m B —磁芯磁通密度（T ）； 选型时考虑最极端工作情况，取1max =D ，可得：mp s in p B N f V A 2min=窗口系数为：Ws p p Wss p p W A n S S N A S N S N K )(+=+=（4.4）式中p S —变压器原边截面积（2m ）； s S —变压器副边截面积（2m ）； 按照电流临界连续的情况估算变压器原边绕组线圈截面积和副边绕组线圈截面积分别为：pin o av p p pprms p J V nP I J J I S min max max max32321η===- （4.5） sin o av s s s srms s J V nP I J J I S min max max max 32321η===- （4.6） 式中max prms I —原边最大有效值（A ）； max av p I -—原边最大电流均流值（A ）； max srms I —副边最大有效值（A ）； max av s I -—副边最大电流均流值（A ）； max o P —最大功率（W ）； η—效率；p J —原边电流密度（2/m A ）； s J —副边电流密度（2/m A ）。
有此可得磁芯窗口面积：)11(32)(min max sp W in o p Wsp p W J J K V P N K n S S N A +=+=η （4.7）由以上公式可得磁芯截面积和窗口截面积的乘积为：JK B f P A A W m s o W p η3max =（4.8）在计算的时候可以选取J J J s p ==，取最小的电流密度，同时还要预留出大约20%的余量，经过计算可以得，R2KB1材质的PEE43B 铁氧体磁芯。
4.3.3. 原副边匝数比为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比尽可能的大一些。
为了在任意输入电压时能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压选择。
选择副边的最大占空为0.8。
根据伏秒平衡原则，匝数比满足下式：)1()()2(max max max max minD V V V D V V V nV o Line dson o Lins dson in -⋅++=⋅--- （4.9） )(2max maxmin o Line dson in sp V V V D V N N n ++==（4.10）式中：min in V —最小输入电压（V ）； dson V —开关管导通压降（V ）； Line V —线上压降（V ）； max D —最大占空比；max o V —输出最大电压（V ）。
取V V in 25035.13108min ≈⨯⨯≈，取开关管压降和线上压降V V V Line dson 5.0=+，取V V o 30max =，经过计算可求得：28.3≈n ，取3≈n 。
验算最大占空比：73.0)(2minmax max ≈++=in o Line dson V V V V n D根据法拉第电磁感应定律，可得原边匝数为：1.20102272.010100273.0250263max min ≈⨯⨯⨯⨯⨯⨯==-p m s in p A B f D V N取24=p N ，则副边匝数：8==n N N p s4.3.4. 线规计算计算电流是忽略换流过程，输出最大电流为：A I o 2.4605.144max =⨯=取输出纹波电流为：A I I om as L 24.92.0=⨯=∆原边电感量为：mH N A L p L p 4.310246322≈⨯⨯==-（AL 代表什么）式中L A —为电感量系数（2/N nH ）原边励磁电流为：A f L D V I sp in PMAG 27.02maxmin ≈=∆原边峰值电流为：A I nI I I PMAG L opp 1.1021)2(≈∆+∆+=η原边谷值电流为：A nI I I L opl 3.821)2(≈∆-=η原边有效电流为：A I I I I I pl pp pl pp prms 2.9)]3)([(2≈-+⨯=根据比变压器的散热条件和绕制方法，取电流密度2/10mm A J =。
