大功率移相全桥软开关电源的设计

目前 我 国 大 小 煤 矿 有 一 万 余 座 ， 而 每 年 因 煤 矿 事 故 死
亡 的人 数 也 居 高 不 下 。 因为 其 生 产 环 境 的 特 殊 性 ， 所 以 需
中图分类号 ： Ｔ Ｄ６ ０ ５
文献标识码 ： Ｂ
文章编号 ： １ ０ ０ ６ —２ ５ ７ ２ （ ２ ０ １ ３ ） ０—０ １ ３ １ —０ ３
Ｄｅ ｓ ｉ ｇ ｎ ｏ ｆ Ｓ Ｏ ｆ ｔ —ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ｅ ｄ Ｐｏ ｗｅ ｒ Ｓ ｕ ｐ ｐ ｌ ｙ ｗｉ ｔ ｈ Ｆｕ ｌ ｌ －ｂ ｒ ｉ ｄ ｇ ｅ Ｐｈ ａ ｓ ｅ —ｓ ｈ ｉ ｆ ｔ Ｂａ ｓ ｅ ｄ ｏ ｎ ＤＳ Ｐ
Ｚｈ ａ ｎｇ Ｊ ｕ ｎ ｙ ｉ ， Ｂｉ Ｇｕ ｏ ｓ ｈｅ ｎ ｇ， Ｙａ ｎ ｇ Ｗａ ｎ ｈ ａ ｉ
（ Ｘｉ ａ ｄ ｉ ａ ｎ Ｃｏ ｌ ｌ ｉ ｅ ｒ ｙ，Ｃｉ ｌ ｉ ｎｓ ｈ ａ ｎ Ｃｏ ａ ｌ Ｉ ｎ ｄ ｕ ｓ ｔ ｒ ｙ Ｃｏ ．， Ｌｔ ｄ ．，ｏ ｆ Ｌｕ ＇ ａ ｎ Ｇｒ ｏ ｕ ｐ Ｃｏ ．，Ｃｈ ａ ｎ ｇ ｚ ｈｉ ，Ｓｈ ａ ｎｘ ｉ ０ ４ ６ ０ ０ ０ ）
ｔ ｈ ｅ ｏ ｕ ｔ ｐ ｕ ｔ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｉ ｎ ｈ ａ ｌ ｆ —ｂ ｒ ｉ ｄ ｇ ｅ ｃ ｉ ｒ ｃ ｕ ｉ ｔ ｗｈ ｅ ｎ ｕ ｓ ｉ ｎ ｇ ｔ ｈ ｅ ｓ ａ ｍｅ ｐ ｏ ｗｅ ｒ ｓ ｗｉ ｔ ｃ ｈ ｄ ｅ ｖ ｉ ｃ ｅ ｓ ．Ｔ ｈ ｅ ｓ ｉ ｍｕ ｌ ａ ｔ ｉ ｏ ｎ ｒ ｅ ｓ ｕ ｌ ｔ ｓ ｓ ｈ ｏ ｗ ｔ ｈａ ｔ ｔ ｈ ｉ ｓ ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ ｃ ａ ｎ ｂ ｅ ａ ｐ ｐ ｌ ｉ ｅ ｄ ｉ ｎ ｃ ｏ ｍｐ ｌ ｉ ｃ ａ ｔ ｅ ｄ ｃ ｏ ａ ｌ ｍｉ ｎ ｅ ｍｏ ｎ ｉ ｔ ｏ ｒ ｉ ｎ ｇ ｓ ｙ ｓ ｔ ｅ ｍ ｗｉ ｔ ｈ ｐｒ ａ ｃ ｔ ｉ ｃ ａ ｂ ｉ ｌ ｉ ｔ ｙ，ｓ ａ ｆ ｅ ｔ ｙ ａ ｎ ｄ ｅ ｃ ｏ ｎ ｏ —

全桥移相开关电源原理一、引言全桥移相开关电源是一种常用的电源转换电路，广泛应用于各类电子设备中。

本文将深入探讨全桥移相开关电源的原理，包括其基本结构和工作原理，并对其优缺点进行分析。

二、全桥移相开关电源的基本结构全桥移相开关电源由四个开关管和一个变压器组成。

其中，变压器是核心部件，用于将输入电压转换为所需的输出电压。

四个开关管用来控制输入电压的导通和断开，实现对输出的调节。

三、全桥移相开关电源的工作原理1.工作原理概述全桥移相开关电源工作原理主要包括以下几个步骤： - 步骤1：输入电压通过变压器经过变压转换，得到所需的输出电压。

- 步骤2：四个开关管按照一定的规律进行开关动作，控制电压的导通和断开。

- 步骤3：通过控制开关管的开关时间，实现输出电压的调节。

2.步骤详解步骤1：输入电压转换输入电压经过变压器的变压转换，得到所需的输出电压。

变压器中的绕组通过磁场耦合，实现电压的传递和转换。

步骤2：开关管控制四个开关管按照一定的规律进行开关动作，实现对输入电压的导通和断开。

具体的开关管控制方式有多种，包括单稳态控制、正弦控制和方波控制等。

步骤3：输出电压调节通过控制开关管的开关时间，可以实现对输出电压的调节。

通常情况下，开关管的开关时间越短，输出电压越小；开关时间越长，输出电压越大。

四、全桥移相开关电源的优缺点1.优点•高效率：全桥移相开关电源具有较高的能量转换效率，能够充分利用输入电能，减少能量的损耗；•输出稳定：通过控制开关管的开关时间，可以实现对输出电压的精确调节，保持输出电压的稳定性；•体积小：全桥移相开关电源采用高频开关技术，可以大大减小变压器的体积，适用于体积要求较小的场合。

2.缺点•噪声干扰：由于开关管的开关动作产生的高频电磁干扰，可能对周围的其他电子设备产生干扰；•复杂控制：全桥移相开关电源的控制较为复杂，需要对开关管进行精确控制，对控制电路的设计和调试要求较高。

五、总结全桥移相开关电源是一种常用的电源转换电路，具有高效率、输出稳定和体积小的优点，但也存在噪声干扰和复杂控制的缺点。

学士学位毕业设计基于uc3875控制的移相全桥软开关电源的设计移相全桥软开关电源是一种常见的电源设计，通过使用uc3875控制器来实现对电源的控制和调节。

设计步骤如下：
1. 确定电源的输出需求：包括输出电压和电流要求。

根据实际应用需求确定。

2. 选择开关元件：根据输出电压和电流要求，选择合适的开关元件。

常用的开关元件包括IGBT和MOSFET等。

3. 选择变压器：根据输入电压和输出电压要求，选择合适的变压器。

变压器应具有足够的功率容量和高效率。

4. 设计控制电路：使用uc3875控制器来实现对开关元件的控制和调节。

uc3875是一种常用的PWM控制器，具有多种保护功能和调节特性。

5. 设计反馈电路：为了实现稳定的输出电压，需要设计合适的反馈电路。

反馈电路通常包括误差放大器和比较器等。

6. 进行仿真和优化：使用电路仿真软件进行电路仿真，并根据仿真结果对电路进行优化。

7. 制作电路原型：根据设计结果，制作电路原型进行测试和验证。

8. 进行性能测试：通过对电路原型进行性能测试，验证电源的输出性能和稳定性。

9. 进行安全测试：进行安全测试，确保电源符合相关的安全标
准和规定。

10. 进行系统集成：将电源集成到目标系统中，并进行系统测试和调试。

以上是基于uc3875控制的移相全桥软开关电源的设计步骤。

具体的设计过程中，还需要根据实际情况进行一些细节调整和优化。

移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。

②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。

考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。

匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。

③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。

变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。

④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。

• 例如：
• 测试PFC 二极管的电压应力时，地线需接 阴极，否则甚至会引起PFC工作不稳定的 现象（叫机）。如下图所示：
四、磁性器件设计
• 简要计算： • 1.主变压器：双EE4242B，f＝100KHZ，Ae＝
178mm^2，D=0.90,Ton＝4. 5us，VIN＝380V， 工作于第一、三象限。 N1＝，提前关断； • Q40比Q37提前导通，提前关断。
• 当对角管Q39和Q38，或Q40和Q37同时导 通时，初级才存在正向（或负向）的方波 电压。由电感公式U＝L*dI/dt可知，初级电 流线性变化。
• Q39提前关断，Q40的DS电压会下降，初 级电流需抽走Q40的DS结电容的电荷，同 时给Q39的结电容充电。
• 当Q40的DS电压下降为负压时，Q40的体 二极管导通，DS电压被箝位，近似为零。 如果此时给出Q40驱动，就能实现ZVS。
根据上述分析， 有3个方法，有利于实现ZVS： 1.增加励磁电流 2.加大谐振电感 3.增加死区时间
ZVS示意波形可参考如下：
• Q40和Q38同时导通时，初级变压器绕组上的 电压为零，不传送能量。要保持电感电流不变， 初级电流处于环流状态，存在较大的导通损耗， 电流再次下降。
• Pin11 ADS 可变死区设置
• 较大的死区时间会减小占空比的利用率，降低变换器的 效率。UCC3895集成了死区调节功能，即在负载增大时， 减小死区时间，提高重载时的占空比利用率。通过合理 设置PIN12、PIN11之间的电阻比值，可以提供可变的死 区时间，如下图所示：
• PIN7、PIN8：用于设置开关频率。 • PIN4：VREF
• 当Q37、Q40同时导通时，由于初级电流减小， 次级绕组无法完全提供负载电流，次级的两个整 流二极管同时处于导通、续流状态，次级绕组短 路。因此，初级的方波电压完全施加与谐振电感 上，此时副边存在占空比丢失现象。

【 摘 要】 本文详细介 绍 了 移相 全桥 型零 电压软开 关工作原理。然后采用移相全桥技 术设计一 台单相 交流输入 ２０ 输 出 ４Ｖ， 出 ２Ａ ２Ｖ， ８ 输 ０． ５ ４Ｖ 的电源样机 ． ￣８ 并给 出试验结果。 电源效率达到 ９％ 该 ０ 【 关键词 】 谐振 ； 移相 电 ； 路 软开关电路
１１ ０ ． １关断过程 ｔ在 ｔ 。 ｏ ， 时刻关断 Ｑ ， １ 原边电流从 Ｑ 中转移 到 ｃ １ ３和 Ｑ 中 ， ３ 由 在 中大 功率 Ｄ — Ｃ 换器 中一般采 用全桥变换 的电路结构 ． ＣＤ 变 全 于有 ｃ ３和 ｃ ， １ １Ｑ 是零 电压关断。此 时 于 是串联的 ， 可以近似认 桥变换 器有两种典型的控制方式 Ｐ ＷＭ控制 和移相控制 Ｐ ＷＭ控制 为原边电流不变 。Ｃ１ Ｃ 和 ３上电压为 ： ＼ 因为具有很多优 良性能应用十分普遍。但是 由于 Ｐ ＷＭ控制方式变换 Ｔ１
１ 移 相 全 桥 零 电压 Ｐ Ｍ 的 工作 原 理 Ｗ
图 １ 出移相全桥 型电路 。与普通全桥 电路相 比， 中增加了 示 电路 个谐振 电感 ｈ 和与 四个 开关（ Ｉ Ｑ ） 联的电容（ １ Ｃ ） 它不仅 Ｑ ～４并 Ｃ ～４ ， 是独立的电容元件， 还包括开关 器件中寄生的结 电容 。 图 ２ 出移相全桥变换 器在半周期 中 Ｑ ～ ４的控制波形 Ｑ 和 示 １Ｑ ｌ Ｑ 相对 于 Ｑ 和 Ｑ ３ ２ ４提前一个相位关 断。
０ 前 言
ｌ ＝－ ｔ ３ ｉ １ ： ＝ ｎ － 器 中的开关器件工作在硬开关状态 ．每个周期都在高 电压下开通 ． 大 电流 关断 ． 件承受 的开关应力 大 ． 在高频 Ｐ 器 并 ＷＭ 中会产 生相 当可 Ｉ： 边 电流 ， ： 、 ２的并联 电容 ， 为输入 电压 ｔ 电容充 － 原 Ｃ Ｑ１Ｑ Ｖ： ： 观的开关损耗 ． 而且 开关损耗 随着 开关频率提高 而增 大 ． 使得开关 电 电 时 间

第18卷第4期2008年7月黑龙江科技学院学报Journa l o fH e ilongjiang I nstitute o f Science&TechnologyV o.l18N o.4Ju l y2008文章编号:1671-0118(2008)04-0302-04Z VS全桥移相软开关电源李春华,胡红林,王艳超(黑龙江科技学院电气与信息工程学院,哈尔滨150027)摘要:为了克服硬开关电源尖峰干扰大、可靠性差、效率低的缺点,分析了全桥移相软开关电路超前臂和滞后臂的不同工作状态,讨论了全桥移相软开关电路的占空比丢失现象,对软开关谐振器超前臂、滞后臂的并联电容和串联电感参数进行选取。

通过试制4k W全桥移相ZVS软开关电源,获得了变压器前端电压和电流波形。

结果表明:开关管实现了零电压变换,验证了谐振电感和谐振电容参数选取的正确性。

关键词:全桥移相;软开关;谐振中图分类号:TM46文献标识码:AFul-l bri dge phase-shifting ZVS power sourceLI Chunhua,HU H ong lin,WANG Yanchao(Co llege of E l ectr i cal and Infor mati on Eng i neeri ng,He ilong ji ang Institute of Science&T echno l ogy,H arbi n150027,China)Abst ract:D irected a t overco m ing the hard-sw itch i n g po w er supply.s shortco m ings,such as grea t peak i n terference,poor re liability,and l o w efficiency,this paper analyses the different states about the leadi n g ar m and t h e lagg i n g ar m o f t h e fu l-l bri d ge phase-sh ifting sof-t s w itching c ircu it and d i s cusses the duty factor l o ss of f u l-l bri d ge phase-sh ifting so f-t s w itch i n g c ircu i.t The paper a lso g ives the choice of the para m eter of the parallel capacitance and series i n ductance in t h e sof-t sw itch i n g resonator.s lead i n g ar m and lagg i n g ar m.The developm ent o f4k W Z VS fu l-l bri d ge phase-sh ift so f-t sw itch i n g po w er supp li e s m akes possi b le the w ave for m s of t h e front voltage and curren t co m ing fro m the transfor m ers.The results sho w that the s w itch i n g tube g i v es the possibility of zero-vo ltage transfor m ati o n,wh ich proves the co rrect cho ice of t h e para m e ters o f the i n ductor and resonant capacito r in the resonator.K ey w ords:f u l-l bri d ge phase-sh ifting;so f-t s w itching;resonance收稿日期:2008-05-26作者简介:李春华(1959-),女,黑龙江省尚志人,教授,硕士,研究方向:自动控制及智能控制,E-m ai:l lch-ysx@f126.co m。

断电容 Cb 放电，由于阻断电容 Cb 较大，其自身电压在放电过
(e)
4
(f)
5
图 ３ 换流过程模态
VDR2 流过负载电流。 要实现滞后桥臂零电流，原边电流需在滞后桥臂开通前
减小到零。由开关模态 2 可知，原边电流线性减小：
V (t ) − V (t ) ?V
(1)
i (t) − I ?V (t ? t ) / L
?V (t ) ? V (t ) ? 2 C V / C ?
V ? I ?t / C ? 2 C V / C ? ?V
(5)
一般 Cr垲Cb，式(5)可以简化为：
程中近似不变，而变压器原边电流近似线性减小。
V − I ?t / 2 C
(6)
如图 3(d)所示，开关模态 3 换流过程如下：[t2-t3]期间，阻
通常所说的硬开关，在开通和关断时会产生较大的开关 损耗，开关频率越高，损耗越大。软开关电源是在开关器件通 断条件下，加在其电压上电压为零，即零电压开关(ZVS)，或者 通过开关器件的电流为零，即零电流开关(ZCS)。软开关技术 显著解决了元件开关时刻产生的损耗，可以更大幅度地提高 开关频率，这种软开关的方式为缩小电源体积和提高电源效 率创造了条件。移相全桥零电压零电流软开关(ZVZCS)DC-DC 变换器是在移相全桥 ZVS 的基础上发展而来的，其工作模式 基本上克服了 ZVS 和 ZCS 软开关模式的固有缺陷，使全桥变 换器的超前桥臂实现 ZVS，而滞后桥臂实现 ZCS，在中、大功 率开关电源中具有广泛的应用。其超前桥臂的零电压实现是 通过并联电容电压不能突变完成的，滞后桥臂的零电流是通 过串联隔直电容和漏感谐振，从而使电流能量转移到了电容 中，滞后桥臂串接的二极管阻止了关断后的反向电流，减弱了 环路损耗[1]。

略大于开关管自身的寄生电容可减小管子之间的差
异。 实际中，可根据实验波形对其进行调整。 计算得
Llk=7.2 μH，实际取10～20 μH。 由于 要 兼 顾 轻 载 和 重 载，同 时 电 感 在 超 前 臂 谐 振 和 续 流 时 有 能 量 损 失 ，故
实际中取值较计算值略大为宜。
5 整机最大占空比合理性计算
第 43 卷第 1 期 2009 年 1 月
电力电子技术 Power Electronics
移相全桥零电压 PWM 软开关电路的研究
胡红林， 李春华， 邵 波 （黑龙江科技学院， 黑龙江 哈尔滨 150027）
Vol.43 No.1 January，2009
摘要:介绍了移相全桥零电压 PWM 软开关电路的组成及工作原理，从时域上详细分析了软开关的工作过程，阐述了
在开关电源中具有谐振开关和 PWM 控制特点 的移相全桥零 电 压 PWM 变 换 器 得 到 了 广 泛 应 用 ， 该 类 变 换 器 实 现 了 零 电 压 开 关 （ZVS），减 小 了 开 关 损耗，提高了电源系统的稳定性。 同时，电源可在较 高的开关频率下工作，因而大大减小了无源器件的 体积。 但移相全桥 ZVS 电路存在对谐振电感和电容 的合理选择及占空比丢失的问题，这就要求 ZVS 软 开关有一个合理的最大占空比。
实现 VQ1 零电压关断需要有：
uC1=
iCb 2C1
td1=
is 2nC1
td1≥Uin
（6）
式中：td1 为 VQ1，VQ3 死区时间；n 为变比。
要在全范围内实现超前臂的零电压开通， 必须
以 最 小 输 出 电 流 Iomin 和 最 大 输 入 电 压 Uinmax 来 选 取 C1，C3，即 C1=C3≤Iomintd1/（2nUinmax）。 4.2 串联电感的取值及滞后臂并联电容的选取

移相全桥为主电路的软开关电源设计详解2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。

如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。

主电路分析这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。

采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。

电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。

图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图其基本工作原理如下：当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。

通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。

由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。

当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、VT4、VD4进行放电，Cb两端电压维持不变，这时流过VT4电流为零，关断VT4即是零电流关断。

山西 电子 技术
２ １ 第 １期 ０２年
文章编 号 ：６４４ ７ （０ ２ ０ ．０ ８０ １７ －５ ８ ２ １ ） １０ ０ －２
应 用 实 践
基 于 全 桥 移 相 控 制 器 Ｕ ３７ Ｃ ８ ９的 开 关 电 源设 计
梁 军龙
（ 国营大众 机械厂 第一研 究所 ， 山西 太原 ００２ ） ３０４
条件 ； Ｃ ８ ９可工作在 电压模式和 电流模式 下 ， Ｕ ３７ 并具有 １ 个
独立的过电流关 断电路 以实现故障的 快速保护 ｌ 。其 电气 Ｉ ］
特性如下 ：
（ ）可实现 ０～１０ １ ０ ％的 占空 比控制 ； （ ）开关频率可达 ２ＭＨ ； ２ ｚ
（ ）两个半 桥输 出的导通延时可单独编程 ； ３ （ ）支持欠压锁定功能 ； ４ （ ）软启动控制功能 ； ５
变压器设计的关键是磁 芯的选 取 、 边／ 边 匝数 的计 原 副 算 。在此 ， 为避免开关 电源 产生 的开 关噪声 对负 载的干扰 ，
选取开关频率为 ３ Ｈ ， ６ｋ ｚ在此开关频率 的基 础上进行变压器 的设计 心 。 ］
２ １ １ 磁芯 选 择 ．．
（ ）过流保护 ：５Ａ； ７ １ （ ）工作温度 ： ２ ８ 一 Ｏｃ Ｃ一＋ ５℃ ； ８ （ ）环境湿度 ： ９ 相对湿度 ９ ％ （５℃ ） ０ ３ 。
（ ）在欠压锁定期间输 出自动变成低电平 ； ８
（ ）启 动电流仅 １０ ９ ５ ；
１ 设计 要求
拟设计的开关电源的技 术指标如下 ：
（ ）输 入 电压 范 围 ： Ｃ １ 一 ６Ｖ； １ Ｄ ８Ｖ ３
（０ １ ）误差放大器带宽为 １ ｚ ０ＭＨ 。 在开关电源 的设计过程 中， 变压 器设计是整个开关 电源 设计的核心 ， 对开关 电源性能有决定性 的影 响。现将这 部分 设计分述如下 ：

ZVS移相全桥低压大电流开关电源的设计∗徐平凡;肖文勋;刘承香【摘要】设计制作了一款ZVS移相全桥变换器的低压大电流开关电源，详细阐述了部分电路的设计过程和参数计算，并通过抑制桥式变换器中超前/滞后桥臂功率管的高频谐振，降低主电路中上下桥臂的直通风险。

最后设计制作的3 kW(15V/200 A)低压大电流电源验证了设计的可行性，给出了详细的实验结果，整机效率达90%以上，对电源开发者有一定的借鉴作用。

%A low voltage and high current switching power supply based on ZVS Phase-shifted Full-bridge converter is proposed. And the design process and parameters of power supply are introduced. In order to solve the short cir-cuit problem of bridge arms generated by the oscillation of the MOSFET gate,an improved design of driving circuit is proposed,which can eliminate the parasitic oscillation and voltage spikes effectively. Finally,a 3 kW( 15 V/200 A) prototype converter is built and the experimental results verify the effectiveness of design.【期刊名称】《电子器件》【年(卷),期】2015(000)004【总页数】4页(P790-793)【关键词】ZVS移相全桥;高频谐振;桥臂直通问题;低压大电流【作者】徐平凡;肖文勋;刘承香【作者单位】中山职业技术学院，电子信息工程学院，广东中山528404;华南理工大学，电力学院，广州510640;深圳艾默生网络能源有限公司，广东深圳518000【正文语种】中文【中图分类】TM46零电压开关移相全桥(FB-ZVSPWM)变换器利用变压器的漏感和功率管的寄生电容来实现零电压开关，大大降低了电源的开关损耗，在大功率DC/DC变换电路中得到了广泛的应用［1－3］。

大功率低压大电流开关电源的设计-设计应用? 本文介绍了一种大功率低压大电流开关电源的设计方案，该电源满载输出功率为60kW（5000AP12V），采用软开关移相全桥控制方式，实现了零电压软开关；控制电路中采用了稳压稳流自动转换方案，实现了输出稳压稳流的自动切换，提高了输出性能；采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流；设计并使用了容性功率母排，减小了系统中的振荡，减小了功率母排的发热，达到了令人满意的实验结果。

1 引言在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。

电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。

目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。

其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。

本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A 连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。

2 主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图 1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。

隔直电容Cb 是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。

考虑到效率的问题，谐振电感LS 只利用了变压器本身的漏感。

因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。

另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。

图1 主电路原理图3 零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS 控制方式，采用Unitrode 公司生产的UC3875N。

超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75 %以上负载范围内实现了零电压软开关。

选取参数：Po=500W;f=20kHz;对于R2KB材质的铁氧体磁芯 可选择最大工作磁感应强度Bm=1700Gs;填充系数Ku=O．3; 导线电流密度J=3A／mm2;变压器的4 cm4,通过查阅变压器磁芯手册可知选用EE80 磁芯。
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变压器匝数的计算
当4个开关都关断时，4个二极管都 处于通态，各分担一半的电感电流， 电感L的电流逐渐下降。S1和S2断态 时承受的峰值电压均为Ui。
图 8-23 全桥电路原理图
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图 8-24 全桥电路的理想化波形
全桥电路
如果S1、S4与S2、S3的导通时间不 对称，则交流电压uT中将含有直流 分量，会在变压器一次侧产生很大 的直流 分量，造成磁路饱和，因此 全桥电路应注意避免电压直流分量 的产生，也可在一次侧回路串联一 个电容，以阻断直流电流。
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全桥电路
1）工作过程
全桥电路中，互为对角的两个开关 同时导通，同一侧半桥上下两开关 交替导通，使变压器一次侧形成幅 值为Ui的交流电压，改变占空比就 可以改变输出电压。 当S1与S4开通后，VD1和VD4处于通 态，电感L的电流逐渐上升；
S2与S3开通后，二极管VD2和VD3处 于通态，电感L的电流也上升。
UCC3895是TI公司生产的又一种高性能PWM 移相型控制器。它是UC3879的改进型,除了 具有UC38779的功能外,最大的改进是增加了 自适应死区设置,以适应负载变化时不同的准 谐振软开关要求。新增加了PWM软关断能力。 同时由于它采用了BCDMOS工艺,使得它的功 耗更小,工作频率更高,因而更加符合电力电子 装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。
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本文首先介绍了UCC3895的电气特性、管脚的基本 功能及电压型控制或峰值电流控制的实现。然后应 用UCC3895设计了220 V输入、24 V输出、开关频 率20kHz、功率500W的移相全桥电源,并给出了开 环和闭环实验的主要波形。

２ 系统 总体 结构
图 ｌ 出大 功率 并联软 开关 电源 的系统 结构 框 示 图 该系统 主要 由三相 不控 整流 、 直流滤 波 电感 、
功 率 单元 模 块 、 出 滤 波 电容 、 控 制 电路 及 单 输 主
元控 制 电路 组成 。， 主 要用于抑 制滤 波设 备 电容器 Ｊ 上 电瞬 间的冲击 电流 ，避 免开关 管通 断时 引起直 流
Ｓ ｕｄ ｎ Ｈｉ ｈ－ ｏ ｒ Ｓ ｆ－ｗｉｃ ｎｇ Ｐａ ａ ｌ ｌＰｏ ｒ Ｓ ｐｌ ｔ ｙ ｏ ｇ ｐ ｗｅ ｏ ｔｓ ｔ ｈｉ ｒ ｌｅ ｗｅ ｕｐ ｙ Ｂａ ｅ ｎ ｓ ｄ ｏ Ｐｈａ ｅ ｓ ｆｅ ｎｔ ｏ ｓ ．ｈｉｔ ｄ Ｃｏ ｒ ｌ
Ｓ ｎ— ｈ ｎ，ＬＩ Ｚ — ｕ ｎ ＨＩＸｉ ｃ ｕ Ｎ ｈｉｇ ａ ｇ，ＦＵ Ｃｈａ ｏ
偏 磁 。高频变 压器采 用铁 氧体 铁心材 料 ， 结构 紧凑 ，
基 于 移相 控 制 的 大 功 率 并联 软 开 关 电 源的 研 究
具有 漏 感 ｆ 小 ， 作温 度低 ， 耗 小等 特 点 ， Ｊ 工 损 有利 于 并 联软开 关 电源 安全稳 定运 行 。 图 ３示 出变换 器 主要 工作 波形 。变 换 器采用 初
桥 Ｚ Ｓ控 制技 术和 主 从控 制 方式 ， 计 并研 制 了一 Ｖ 设 台输 出 电压 从 ０ ６ ～０ Ｖ、电流从 ０ ３３ｋ ～ － Ａ连续 可调 ，
额 定功 率 为 １０ｋ 的大功 率 并联 软开 关 电源 。 电 ８ Ｗ
侧 电流大幅 度波 动 。 控制 策略采 用主 从控制 方式 ， 以
第４ ４卷 第 ｌ 期
２１ ０ ０年 １月
电 力 电 子 技 术
Ｐ ｗ ｒＥ ｅ ｔ ｎ ｃ ｏ ｅ ｌ ｃｒ ｉ ｓ ｏ

一 一
１ 主 电路 结 构
本 电源开 关频率 选 为 ２ Ｈｚ这样 可 以兼顾 电源 ０ｋ ，
体积小型化以及降低开关损耗等方面的要求 。在这个
收稿 日期 ：２０ —７１ ０ ６０ —９ 作者简介 ：张 伟 （９ ２一） 男， １８ ， 湖北 十堰人 ， 士研 究生 ， 硕 研
究方 向为 电子 电子 与 电力 传 动 装 置 的设 计 与应 用 。
频率下 ， 采用大容量的 Ｉ Ｂ Ｇ Ｔ作为高频逆变器的功率 开关 器件 。整个 主 电路 原 理 图 如 图 １所 示 ， 主要 由以 下几个部分组成， 分别是 ： 三相交流市 电输入 、 ＭＩ Ｅ 滤 波器、 二极管整流桥 、 滤波电感电容 、 高频全桥逆变器、 高频变压器 、 出整流环节 以及输 出滤波电感 电容。 输 反馈 的输 出电压信号 以及负载 电流信号送入 Ｄ Ｐ控 Ｓ 制系统中进行运算 ， 输出四个开关管的驱动信号。 隔直电容 Ｃ 起到隔去直流成分的作用， 保证高频 变压器原方电压没有直流分量 。但是当系统工作时原 方 电 流会 在 隔直上 进行充 放 电 ， 以在 实际应 用 中 ， 所 隔 直 电容的选择应使其最大充电电压在满载时小于输出 电压的 ５ 。电路 的超前桥臂容易实现 Ｚ Ｓ 而滞后 Ｖ ， 桥 臂则要 困难 些 ， 因此 需要 在 高 频 变 压 器原 边 串联一 个谐振电感 Ｉ 但是该电感选值不宜过大。过大的谐 振电感会使高频变压器副边 占空 比丢失严重 ， 不利于 整机效率 。在实际装置中， 该谐振 电感 可设计为可调 电感 ， 与谐振电容配合调校 。 开关 电源 中高 频变 压 器 的 设计 是 非 常 关 键 的 ， 本 电源由于输出电流大， 且有过载要求 ， 使用单个的变压 器很 难 实现 电源的 小 型化 以及 提 高整 机 效 率 ， 且制 并 作工艺复杂。我们采用 ６ 个高频变压器原边串联 ， 副 边并 联 的形式 ， 副边 由多路 整流 二极 管输 出 ， 大降低 大 了变 压 器 的设 计 和 制 作 难 度 。选 取 Ｅ ８尺 寸 的 ２ Ｒ Ｓ Ｂ的铁氧体铁芯作为高频变压器铁芯， ２Ｋ 由高频变 压器设计方法－算得原边匝数 为 ３ １ ］ ６匝， 副边取 ４匝， 由于变压器原边是 串联使用 ， 故每个变压器 的原边 匝 数为 ６ 匝。可知每个高频变压器的原副边匝数 比 相 等， 则每个变压器副边电流 Ｊ 为 ： ｚ

ZVZＣS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PＷM移相全桥变换器,采用增加辅助电路得方法复位变压器原边电流,实现了超前桥臂得零电压开关(ＺVS)与滞后桥臂得零电流开关(ZCS）。

电路拓扑如图3、６所示。

图3、6 全桥ＺVＺCS电路拓扑当、导通时,电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载,同时,输出端钳位电容充电。

当关断时,电源对充电,通过变压器初级绕组放电。

由于得存在,为零电压关断,此时变压器漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,由于得存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢,导致电位差并产生感应电动势作用于,加速了得放电,为得零电压开通提供条件。

当放电完全后,整流二极管全部导通续流,在续流期间原边电流已复位,此时关段,开通，由于漏感两边电流不能突变,所以为零电流关断,为零电流开通。

(2)主电路工作过程分析［７］半个周期内将全桥变换器得工作状态分为8种模式。

①模式1、导通,电源对变压器初级绕组正向充电,将能量提供给负载,同时,输出端箝位电容充电。

输出滤波电感与漏感相比较大,视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图３、7所示。

图3、7模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程:(3-3)(3-4)(３－5)由(3-3)式得:(3－６）将(3－６）式代入(3-5）式得:(3－7）将(3-7）式代入(3－4)式得:(3-8)解微分方程:（3-9)其初始条件为:; (3-10)代入方程解得:(3-11)(3-12)(3－1３)(其中)②模式2当时,达到最大值,此时,,;二极管关断，输出侧电流流经、、、、与次级绕组,简化电路如图3、8所示。

此时满足：，,。

图3、８模式2简化电路图③模式3S１关断,原边电流从S1转移至C1与C２,C1充电,C２放电,简化电路如图３、9所示。

由于C1得存在,S1就是零电压关断。

变压器原边漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,变压器原边电压与整流桥输出电压以相同得斜率线性下降,满足:。