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2001年第19卷第3,4期 长春邮电学院学报 2001 V o l119 N o13,4 JOU RNAL O F CHAN GCHUN PO ST AND TEL ECOMMUN I CA T I ON I N ST ITU TE文章编号:100021794(2001)0320094205正激式零电压转换开关电源设计及PSP I CE仿真α刘大年(扬州大学工学院,江苏扬州 225009)摘要:利用电子电路分析程序PSP I CE(Pers onal Si m ulati on P rogram w ith In tegrated C ircuit)软件,设计了一种基于正激式Z V T2P WM(零电流转换脉宽调制)变换器的开关稳压电源,分析了变换电路的工作过程,仿真结果表明了理论分析和参数计算的正确性。
关键词:脉宽调制:开关电源;仿真;正激式;零电流转换中图分类号:TN702 文献标识码:A引 言 传统的P WM(脉宽调制)开关电源中应用的硬开关技术,其主要缺点是随着开关频率的提高,开关过程引起的功耗占功率元件总损耗的比重较大,且元件易受过电压和过电流损坏。
目前较好的解决途径是采用软开关技术。
软开关技术可较大地减小开关损耗,提高开关变换器的效率,其开关频率可达到几十千赫兹,从而使DC DC变换器的高性能、小型化成为可能。
笔者利用PSP I CE(Pers onal Si m ulati on P rogra m w ith In tegrated C ircuit)设计了基于正激式零电压转换脉宽调制变换器的稳压电源,它是在Z V T2P WM变换器的基础上,引入了反馈控制环节,从而构成开关稳压电源,使其输出电压对输入电压和负载参数的变化不敏感。
文中对Z V T2P WM电路的工作过程作了分析,进行了参数设计,针对具体的电路模型作了电路动态和稳态的仿真,给出了运行波形和分析结果。
1 PSP I CE的功能和特点 随着计算机技术的发展,计算机辅助设计与分析(CAD CAA)技术也有了较大的发展,而在电子设计领域中,该技术发展成为电子设计自动化(EDA),并已在电路与系统的设计中发挥了极其重要的作用,PSP I CE是美国M icroSi m公司开发的电子线路设计仿真的微机版EDA软件,具有较高的分析计算能力和精度,其主要功能有:1)直流的工作点、直流小信号传输函数、直流转移特性曲线分析;2)交流小信号的频域分析、噪声α收稿日期:2001208226作者简介:刘大年(1962— ),男,江苏扬州人,扬州大学工学院电气工程系讲师,主要从事高频功率电子电力变换技术及感应电机变频技术的研究。
正激变换器及其控制电路的设计及仿真设计要求：1、输入电压：100V（±20％）；2、输出电压：12V；3、输出电流：1A；4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）；5、效率：η＞78％；6、负载调整率：1％；7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。
第一章绪论1.课题研究意义：对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC 变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC 变换器。
而正激变化器就实现了这种功能。
2.课题研究容：1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。
2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。
其中闭环方式又分为PID 控制和fuzzy 控制。
本文分别针对开环、PID 控制，fuzzy 控制建立正激变换器的Matlab 仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。
第二章：正激电路的参数计算本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。
1、正激变换器的等值电路图图1 正激变换器等值电路图2、参数计算 （1）变比n根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：n=D U U out in ⨯=4.012100⨯=3.3 （2） 最大、最小占空比最大占空比D max 定义为D max =()nU U U in dout 1min ⨯+， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。
最小占空比D min 定义为D min =()nU U U in dout 1max ⨯+， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。
双管正激参数及控制环路的SABER仿真设计
引言
双管正激变换器开关管的电压应力等于输入电压，关断时也不会出现漏感尖峰，加上结构简单、可靠性高，在高输入电压的中、大功率场合得到广泛的应用。
在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣关系到系统的稳定与否。
对于PWM 变换器的控制环路，传统的方法使用状态空间平均法，求出小信号模型，来设计控制环路。
此方法计算量大，效率低，不利于工程应用。
SABER 与其他仿真软件相比，具有更丰富的元件库和更精确的仿真描
述能力，真实性更好。
特别是在电源领域的先天优势，借助其强大的仿真功能缩短电源产品的上市时间。
目前，用SABER 软件设计控制环路尚不多见，基于此，提出用SABER 仿真设计双管正激参数及控制环路。
1 电路结构
双管正激拓扑结构如
2 控制环路的设计方法
系统稳定的条件：系统回路开环BODE 控制环路的设计步骤：
(1)根据应用要求设计主电路。
(2)由SABER 仿真器得出主电路的BODE(3)根据实际要求和限制条件确定剪切频率ωc，对电源产品，剪切频率通常为开关频率的1/4 或者
1/5。
(4)根据系统稳态精度的要求及剪切频率决定补偿放大器的类型和各频率点。
使低频段增益高，一般电源产品的低频段设计成I 型系统，以保证稳态精度;中频段带宽处的斜率为-20dB/dec，且有足够的相位裕度(即y45°);高频。
单端正励变换器的建模及应用仿真按照输入与输出间是否有电气隔离，可分为非隔离DC/DC变换电路和带隔离变压器的隔离DC/DC变换电路。
根据电路中主功率开关器件的个数，分可为单管、双管和四管三类。
单管隔离：正激(Forward)和反激(Flyback)；双管隔离：推挽（Push-Pull）和半桥(Half-Bridge)；四管隔离：全桥（Full-Bridge）。
根据变压器的磁芯磁复位方法的不同，正激电路包含多种不同的拓扑结构。
在电路输入端接复位绕组是最基本的磁芯磁复位方法。
单端正励变换器的电路，如图1所示。
开关S采用PWM控制方式、VD1是输出整流二极管、VD2是续流二极管、L和C是输出滤波电感和滤波电容。
隔离变压器有三个绕组，原边绕组W1，匝数N1；副边绕组W2，匝数N2；复位绕组W3，匝数N3。
绕组中标有“•”的一端为同名端。
VD3是复位绕组W3的串连二极管。
图1单端正励变换器原理图图2开关S导通图3开关S 关断单端正励变换器工作原理分析正激电路在一个开关周期内经历开关导通、关断2个开关状态，如图2和图3所示。
对应于一个开关周期T 的两个时段：t 0~t 1和t 1~t 2。
① t 0~t 1时段在t =t 0时刻，开关S 受激励导通，变压器励磁，绕组W 1的电压u W1为上正下负，副边绕组W 2的电压也是上正下负，输出整流二极管VD 1导通，续流二极管VD 2截止，输出滤波电感L 电流i L 逐渐增长。
11W in d u N U dt Φ==(1) 22W d u N dt Φ= (2) 由（1）和（2）可得：221W in N u U N = (3)在这一时段，加在滤波电感L 上的电压为u W2-U o ，于是有221iL W o in o t d N u U L U U d N -==- (4)当t =t 1,Δt 1=t 1-t 0=t ∞时，i L 从最小值I Lmin ,i L 的增加量221in o W o L on N N U U u U i t DT L L +--∆== (5)式中，D=t on /T ,称为占空比；t on 为开关S 的导通时间。
正激变换器通常使用无气隙的磁芯，电感值较高，初次级绕组峰值电流较小，因而铜损较小，开关管峰值电流较低，开关损耗较小，其高可靠高稳定性使得其在很多领域和苛刻环境得到应用.下面举例给大家分享下对正激变换器的设计方法：规格：输入电压Vin=400V（一般在输入端会有CCM APFC将输入电压升压在稳定的DC400V左右）输出电压Vout=12V输出功率Pout=1200W效率η=85%开关频率Fs=68KHz最大占空比Dmax=0.35第一，选择磁芯的材质选择高μ低损，高Bs材质，一般常采用TDK PC40或同等材。
因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T因为正激电路的磁芯单向磁化，要让磁芯不饱和，磁芯中的磁通密度最大变化量需满足ΔB<Bs-Br,得ΔB=390-55=335mT,但实际应用中由于温度效应和瞬变情况会引起Bs和Bs的变化，导致ΔB的动态范围变小而出现饱和，因此，设计时需保留一定裕量，通常取60%~80%（Bs-Br）, ΔBc选得过高磁芯损耗会增加，易饱和，选得过小会使匝数增加，铜损增大，产品体积增大，通常选择60%（Bs-Br），则最大磁通变化量ΔB=（390-55）*0.6=201mT,即0.201T第二，确定磁芯规格根据公式AP=Aw*Ae=(Ps*104)/(2ΔB*Fs*J*Ku)其中:Aw为磁芯的铜窗口截面积（cm2），Ae为磁芯的有效截面积（cm2），Ps为变压器的视在功率（W），J为电流密度（A），Ku为铜窗口占用系数对正激变换器，视在功率Ps=Pout/η+Pout电流密度J根据不同的散热方式取值不同，一般采用300~600A/cm2,此处考虑到趋肤效应采用多股纱包线，取600A/cm2铜窗口占用系数Ku取0.2ΔB=0.20T，J=600A/cm2,Ku=0.2代入公式得AP=[(1200/0.85+1200)*104]/(2*0.201*68*103*600*0.2)=7.962cm4查磁芯规格书，选用磁芯ETD49,第三，计算匝比、匝数1. 根据公式N=Np/Ns=Vin/Vout=(Vin*Dmax)/(Vo+Vf)其中Vf为输出二极管正向压降，取0.8V得匝比N=（400*0.35）/(12+0.8)=10.9375,取匝比N=11验算最大占空比Dmax，最大占空比Dmax=N(Vout+Vf)/Vin=11*(12+0.8)/400=0.3522. 根据公式Np=Vin*Ton/(ΔB*Ae)导通时间Ton=Dmax*Ts,周期Ts=1/Fs*106得初级匝数NP=[Vin*Dmax*(1/Fs*106)]/(ΔB*Ae)={400*0.352*[1/(68*103)*106]}/(0.201*213)=48.3 6Ts,取49Ts3. 次级匝数Ns=Np/N=49/11=4.45Ts4. 取次级匝数Ns=5Ts验算初级匝数Np,初级匝数Np=Ns*N=5*11=55Ts考虑到输入电压较高，采用双管正激比采用单管正激可以大幅减小MOS的电压应力，无需消磁绕组。
正激变换器及其控制电路的设计及仿真设计要求：1、输入电压：100V（±20％）；2、输出电压：12V；3、输出电流：1A；4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）；5、效率：η＞78％；6、负载调整率：1％；7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。
第一章绪论1.课题研究意义：对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC 变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC 变换器。
而正激变化器就实现了这种功能。
2.课题研究内容：1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。
2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。
其中闭环方式又分为PID 控制和fuzzy 控制。
本文分别针对开环、PID 控制，fuzzy 控制建立正激变换器的Matlab 仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。
第二章：正激电路的参数计算本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。
1、正激变换器的等值电路图图1 正激变换器等值电路图2、参数计算 （1）变比n根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：n=D U U out in ⨯=4.012100⨯=3.3 （2） 最大、最小占空比最大占空比D max 定义为D max =()nU U U in dout 1min ⨯+， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。
最小占空比D min 定义为D min =()nU U U in dout 1max ⨯+， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。
（3） 电容电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。
取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ，根据公式：C=ripplerippleV f I ⨯⨯81， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ，所以C=1.79μF 。
为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。
（4） 电感可使用下列方程组计算电感值：U out =L ×dt di ， dt=fD m in1-，式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。
第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。
1、仿真模型的建立根据之前的等值电路图和参数的计算结果，可以对正激电路进行建模，其开环模型如图2：图2 正激电路的开环仿真模型2、仿真结果在Matlab上进行仿真，得到如下的输出电压,及其纹波，输出电流及其纹波的波形：图3 开环电压波形图4 开环纹波电压图5 开环电流波形图6 开环纹波电流从图中可以看出，开环占空比为40％时输出电压不能达到12V，只能稳定在11.98V 左右，纹波电压为1mV ，输出电流是0.998A ，纹波电流不到0.1mA 。
虽然纹波电压符合要求，但输出电压值和电流值不符合要求，且电压有较大超调。
分析其原因，可能是由于电路中的二极管压降以及变压器参数的影响。
需要调大占空比才能稳定到12V 。
且开环系统有较弱的抗干扰性，不够稳定，因此应采用闭环。
第四章 正激变换器闭环PID 的Matlab 仿真本章首先介绍了工程上对系统的闭环稳定条件的要求，然后对开环系统绘制了伯德图，接着根据其开环幅频和相频特性曲线来确定所加PID 环节的三个主要参数，进行闭环系统的Matlab 仿真，得到经过两次切载后的输出电压波形和输出电流波形，并进行了分析。
1、闭环稳定的条件：（1）开环Bode 图的幅频特性曲线中增益为1的穿越频率应等于开关角频率的1/5~1/10。
（2）幅频特性曲线应以-20dB 的斜率穿越横轴。
（3）相位裕量γ＞45°。
2、开环传递函数：查阅资料得到未补偿的开环传递函数为：G 0 (S)=)1(11++⨯RsC RsLnU i,代入数据，得到G 0 (S)=110783.21067.13.30528+⨯+⨯--s s 。
3、未补偿的开环传函的Bode 图图7 开环传递函数伯德图从图中可以看出，穿越频率为 6.89⨯103 Hz ，小于要求的最小开关频率K 200101⨯=20000Hz ，且以-40dB 穿越横轴，相位裕度仅为1°。
三项指标都不符合。
因此必须加入补偿环节。
4、 补偿函数的确定首先确定补偿后系统的剪切频率f c1 =K 20081⨯=2.5×104 Hz ，ωc1 =2πf c1=1.57×105rad/s 。
在f=2.5×104 Hz 处，原伯德图的增益为-22.6dB ，相角为-179°。
取相位裕度为50°，则需补偿49°。
新补偿的函数可分为PD 和PI 两部分 （1）PD 环节设PD 环节的传递函数为G1=Kp （1+τs ），作出其伯德图，得到以下比例关系：149tan 101=τωc ， 所以τ=7.33×10-6 。
又20lgKp 2121c ωτ+=22.6，所以Kp=8.848。
得到G1=8.848（1+7.33×10-6s ）（2）PI 环节取PI 环节传函为G2=ss 1000+。
（3）补偿传函G3G3=G1×G2=ss s 8848848.8104856.625++⨯-。
即Kp=8.848, Ki=8848, K D =6.5e-5。
5、 补偿后系统的新开环传函GnGn=G 0 G3=ss s s s +⨯+⨯++⨯---25382310783.21067.14.2680940944.2681096514.1。
其伯德图如下：图8 补偿后系统伯德图从图中可以看出，此时系统的幅频特性曲线以-20dB穿越横轴，且剪切频率为2.49×104 Hz，相位裕度为49°，完全符合工程要求。
6、闭环PID控制的Matlab仿真模型用Mosfet 1和2控制切载过程。
用Timer和Timer1控制切载情况，在t=0.02s处负载由12Ω切到24Ω，在t=0.03s处负载由24Ω切到120Ω，在0.05s 处由120Ω切到24Ω。
输出电压值与12V比较后进入PID，再与三角载波形比较，在交点处控制Mosfet通断，从而控制占空比。
图9 闭环PID控制电路图7、闭环PID仿真结果在Matlab上进行仿真，得到如下的电压波形：图10 初始PID参数下的输出电压波形通过此图可以看出输出电压超调过大，已超过额定输出电压的1倍。
尽管输出电压值、纹波、切载的尖峰都符合要求。
此时需要对PID参数进行调整。
在这=7.3e-5。
里选取Kp=0.5，Ki=500，KD此时可得到如下电压和电流波形：图11 调整PID参数后的输出电压波形图12 满载电压纹波波形图图13 切载后第一个尖峰图14 切载后第二个尖峰图15 输出电流波形图16 满载输出电流纹波波形从图中可以看出，此时输出电压基本稳定在12V ，且无超调。
满载输出平均电压约为11.9995V, 满载时电压纹波最大，约为0.7mA 。
切载时的电压尖峰也低于200mV 。
半载输出平均电压为11.99935V ，所以负载调整率为9995.1199935.119995.11-×100％=0.00125％＜1％。
满载，半载，1/10载的电流纹波基本相等，均不到1mA 。
变压器原边电流为0.1521A,所以效率η=1001521.010019995.11⨯⨯⨯％=78.9％。
均符合要求。
8、 补偿后系统的伯德图图17 PID 补偿后系统的伯德图从图中可以看出，补偿后系统的剪切频率为2.12×104Hz ，约为开关频率的0.106倍，并以-20dB 穿越横轴，且相位裕度为88°，符合工程要求。
第五章 正激变换器基于Fuzzy 控制的Matlab仿真分析本章针对正激变换器进行了模糊控制。
首先进行了模糊化的设计，然后建立了规则库，最后针对其Matlab 模型进行了仿真分析。
1、模糊化设计对误差e 、误差变化率dtde和控制量U 的模糊集和域定义如下：（1）模糊集合均为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}，e 的域为{-1，+1}，dtde的域为{-0.5，+0.5}。
U 的域为{-1，+1}。
（2）隶属度函数均选三角函数，input1为e ，input2为dtde，output 为U 。
例如，变量dtde的隶属度函数如下图所示：图18 输入dtde的隶属度函数2、模糊规则的建立（1）模糊规则表如下：(2)Fuzzy 控制器规则库如下：图19控制器规则库3、Matlab 仿真分析通过开环的输出电压范围，初步确定对于e ，Gain1=65，对于dtde ，Gain2=10-5。
由采样定理，采样频率 为开关频率的2倍，即400KHz ，从而采样时间为2.5×10-6s 。
还要加入限幅模块和零阶保持器模块，然后进行仿真。
其仿真模型如下图：E EC NB NM NS ZE PS PM PB NB PB PB PM PM PS PS ZE NM PB PB PM PM PS ZE NS NS PM PM PS PS ZE NS NS ZE PM PM PS ZE NS NM NM PS PS PS ZE NS NS NM NM PM PS ZE NS NM NM NB NB PBZENSNSNMNMNBNB图20 基于Fuzzy控制的Matlab仿真模型仿真后得到的电压和电流波形如下：图21 输出电压波形图图22 切载前后纹波及切载尖峰电压波形图图23 输出电流波形图24 满载及半载电流纹波图25 1/10载电流纹波从图中可以看出，输出电压基本稳定在12V，在满载时纹波为350mV；半载时纹波为170mV；1/10载时纹波为30mV。
两次切载的尖峰电压分别为300mV和150mV。
未切载输出电流基本稳定在1A，在满载时纹波为30mA；半载时纹波为7mA；1/10载时纹波为0.3mA。
输出基本上符合要求。
第六章总结从闭环PID控制和Fuzzy控制的仿真结果的对比中可以看出，Fuzzy控制的控制方式更加简单，稳定度高，且纹波也基本满足要求。
