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摘要开关电源是一种弱电和强电相结合的复杂电力电子装置，对于软开关电源，在一个工作周期内有多种工作模式，器件工作状态的影响因素很多，因而对设计手段提出了更高的要求。
而采用计算机仿真的方法研究开关电源的直流变换部分，可以对不同的设计方案进行快速的性能预测和比较，发现问题并及时改进。
本论文讨论了一种新型双管正激软开关DC/DC变换器的电路拓扑。
主功率器件采用IGBT元件，由功率二极管、电感、电容组成的谐振网络改善IGBT的开关条件，克服了传统开关在开通和闭合过程中产生功率损耗的缺点，减小了输出电压纹波，提高了电路效率。
论文中详细分析了电路工作原理，在不使用辅助开关管的情况下，实现了主功率开关管的软开通或关断。
依据设计原理建立了电路的仿真模型，利用Matlab/Simulink软件搭建了仿真模型，优化了主电路参数，记录了电路关键参数波形图，通过电路仿真验证了电路的可行性，该电路具有输出纹波小和输出功率高的特点。
该电路结构简单、成本低、工作频率高、效率高，有较高实用价值。
关键词：DC/DC变换器；双管正激；软开关；仿真AbstractThere is complicated relation between Power and electronics in device of the switching Power supply．For the soft-switching power supply，there are several modes in one work cycle and the working state of the switching device is influenced by so many terms and conditions．so it requires more advanced research means．If we research the switching power supply by computer simulation，different method and performance of the system can be compared rapidly，and the problems can be found soon and improved in time．The present paper discussed one new kind of double barrel to stir up soft switch DC/DC converter electric circuit analysis．The main power component uses the IGBT part，by the power diode, the inductance，the electric capacity is composed the resonant network to improve the switch condition of the IGBT，it will overcome the traditional switch to clear and in the closed process the power production will lose，it reduced the ripple voltage and improved the power efficiency．Entire chapter paper multianalysis electric circuit principle of work，in does not using in the auxiliary switching valve's situation，It has realized the main power switching valve's zero potential zero electric current clear and the shutdown．As it has established electric circuit's simulation model based on the principle of design，has built the simulation model using the Matlab/Simulink software，optimized the main circuit parameter，has recorded the electric circuit key parameter oscillogram，has confirmed this electric circuit principle of work analysis accuracy through the circuit simulation．This circuit structure is simple，the cost is low，the operating frequency is high，and the efficiency is high, so the converter has the high use value．Keywords：DC/DC converter；Double Barrel Forward；Soft-switching；Simulation目录第1章概述 (1)1.1 引言 (1)1.2 开关电源技术的发展状况 (1)1.3 课题的研究背景 (3)1.4 课题研究主要内容 (3)第2章DC/DC变换技术分析 (4)2.1 DC/DC变换器的分类 (4)2.2 正激变换器的原理 (5)2.3 本章小结 (10)第3章软开关技术分析及开关管的选择 (11)3.1 软开关电路的分类 (11)3.2 软开关与硬开关电路特性比较 (12)3.3 开关管的选择 (14)3.4 本章小结 (17)第4章软开关双管正激变换器的分析 (18)4.1 软开关双管正激变换器原理 (18)4.2 系统主要仿真参数的设计 (20)4.3 本章小结 (21)第5章双管正激软开关变换器的仿真研究 (22)5.1 Matlab仿真软件介绍 (22)5.2 主电路仿真 (23)5.3 本章小结 (29)结论 (30)参考文献 (31)致谢 (32)第1章概述1.1 引言电源大致可以分为两类：发出电能的电源和变换电能的电源。
正激变换器及其控制电路的设计及仿真设计要求：1、输入电压：100V（±20％）；2、输出电压：12V；3、输出电流：1A；4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）；5、效率：η＞78％；6、负载调整率：1％；7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。
第一章绪论1.课题研究意义：对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC 变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC 变换器。
而正激变化器就实现了这种功能。
2.课题研究内容：1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。
2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。
其中闭环方式又分为PID 控制和fuzzy 控制。
本文分别针对开环、PID 控制，fuzzy 控制建立正激变换器的Matlab 仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。
第二章：正激电路的参数计算本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。
1、正激变换器的等值电路图图1 正激变换器等值电路图2、参数计算 （1）变比n根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：n=D U U out in ⨯=4.012100⨯=3.3 （2） 最大、最小占空比最大占空比D max 定义为D max =()nU U U in dout 1min ⨯+， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。
最小占空比D min 定义为D min =()nU U U in dout 1max ⨯+， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。
双管正激参数及控制环路的SABER仿真设计
引言
双管正激变换器开关管的电压应力等于输入电压，关断时也不会出现漏感尖峰，加上结构简单、可靠性高，在高输入电压的中、大功率场合得到广泛的应用。
在开关电源的设计过程中，控制环路设计的优劣关系到系统的稳定与否。
对于PWM 变换器的控制环路，传统的方法使用状态空间平均法，求出小信号模型，来设计控制环路。
此方法计算量大，效率低，不利于工程应用。
SABER 与其他仿真软件相比，具有更丰富的元件库和更精确的仿真描
述能力，真实性更好。
特别是在电源领域的先天优势，借助其强大的仿真功能缩短电源产品的上市时间。
目前，用SABER 软件设计控制环路尚不多见，基于此，提出用SABER 仿真设计双管正激参数及控制环路。
1 电路结构
双管正激拓扑结构如
2 控制环路的设计方法
系统稳定的条件：系统回路开环BODE 控制环路的设计步骤：
(1)根据应用要求设计主电路。
(2)由SABER 仿真器得出主电路的BODE(3)根据实际要求和限制条件确定剪切频率ωc，对电源产品，剪切频率通常为开关频率的1/4 或者
1/5。
(4)根据系统稳态精度的要求及剪切频率决定补偿放大器的类型和各频率点。
使低频段增益高，一般电源产品的低频段设计成I 型系统，以保证稳态精度;中频段带宽处的斜率为-20dB/dec，且有足够的相位裕度(即y45°);高频。
ｄｏｉ:１０.３９６９/ｊ.ｉｓｓｎ.１００９－３２３０.２０１９.１０.００３Ｓａｂｅｒ的双管正激变换器的设计与模拟王㊀丹(黑龙江省能源研究所ꎬ哈尔滨１５０００１)摘㊀要:为设计一款高效率㊁低功耗的双管正激ＤＣ/ＤＣ直流变换器ꎬ研究了系统主电路㊁控制电路及反馈回路ꎬ计算个电路中的主要参数ꎬ采用数模混合仿真软件Ｓａｂｅｒ对变换器模型进行模拟ꎬ利用仿真结构优化了电路参数ꎮ结果表明:动态响应速度很快ꎬ输出电压上升时间接近０ｓꎬ经过２ｍｓ达到稳定ꎬ而且稳定后振荡很小ꎬ电压为１５Ｖꎬ电流为２Ａꎬ该研究有助于缩短开发周期㊁降低设计成本ꎮ关键词:双管正激ꎻＳａｂｅｒꎻ控制环路ꎻ仿真中图分类号:ＴＭ７６９㊀㊀文献标志码:Ｂ㊀㊀文章编号:１００９－３２３０(２０１９)１０－０００９－０３ＤｅｓｉｇｎａｎｄＳｉｍｕｌａｔｉｏｎｏｆＳａｂｅｒ ｓＤｏｕｂｌｅ－ＴｕｂｅＦｏｒｗａｒｄＣｏｎｖｅｒｔｅｒＷＡＮＧＤａｎ(ＥｎｅｒｇｙＲｅｓｅａｒｃｈＩｎｓｔｉｔｕｔｅｏｆＨｅｉｌｏｎｇｊｉａｎｇＰｒｏｖｉｎｃｅꎬＨａｒｂｉｎ１５０００１ꎬＣｈｉｎａ)Ａｂｓｔｒａｃｔ:Ｉｎｏｒｄｅｒｔｏｄｅｓｉｇｎａｈｉｇｈｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙꎬｌｏｗｐｏｗｅｒｃｏｎｓｕｍｐｔｉｏｎꎬｄｏｕｂｌｅ－ｓｗｉｔｃｈｆｏｒｗａｒｄＤＣ/ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒꎬｔｈｅｍａｉｎｃｉｒｃｕｉｔꎬｃｏｎｔｒｏｌｃｉｒｃｕｉｔａｎｄｆｅｅｄｂａｃｋｌｏｏｐｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｒｅｓｔｕｄｉｅｄａｎｄｔｈｅｍａｉｎｐａｒａｍｅｔｅｒｓｉｎｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔａｒｅｃａｌｃｕｌａｔｅｄ.Ｔｈｅｄｉｇｉｔａｌ－ａｎａｌｏｇｈｙｂｒｉｄｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｏｆｔｗａｒｅＳａｂｅｒｉｓｕｓｅｄｔｏｓｉｍｕｌａｔｅｔｈｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒｍｏｄｅｌａｎｄｔｈｅｃｉｒｃｕｉｔｐａｒａｍｅｔｅｒｓａｒｅｏｐｔｉｍｉｚｅｄｕｓｉｎｇｔｈｅｓｉｍｕｌａｔｉｏｎｓｔｒｕｃｔｕｒｅ.Ｔｈｅｒｅｓｕｌｔｓｓｈｏｗｔｈａｔｔｈｅｄｙｎａｍｉｃｒｅｓｐｏｎｓｅｓｐｅｅｄｉｓｖｅｒｙｆａｓｔꎬｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｉｓｅｔｉｍｅｉｓｃｌｏｓｅｔｏ０ｓꎬｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓｓｔａｂｌｅａｆｔｅｒ２ｍｓꎬａｎｄｔｈｅｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎｉｓｓｍａｌｌａｆｔｅｒｓｔａｂｉｌｉｚａｔｉｏｎ.Ｔｈｅｖｏｌｔａｇｅｉｓ１５Ｖａｎｄｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｉｓ２Ａ.Ｔｈｉｓｓｔｕｄｙｈｅｌｐｓｔｏｓｈｏｒｔｅｎｄｅｖｅｌｏｐｍｅｎｔｃｙｃｌｅａｎｄｒｅｄｕｃｅｄｅｓｉｇｎｃｏｓｔ.Ｋｅｙｗｏｒｄｓ:ｔｗｏ－ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒｆｏｒｗａｒｄꎻＳａｂｅｒꎻｃｏｎｔｒｏｌｌｏｏｐꎻｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ０㊀引㊀言收稿日期:２０１９－０９－１０㊀㊀修订日期:２０１９－０９－２６作者简介:王㊀丹(１９８６－)ꎬ女ꎬ主要从事电气工程与节能技术研究ꎮ双管正激变换器相对于单管正激变换器ꎬ优势在于开关管所承受电压降低ꎬ输入端的直流电压可以更大ꎬ而且不需要磁复位电路来防止高频变压器磁饱和ꎬ该电路结构采用二极管与开关管串联ꎬ简单可靠ꎬ因此双管正激变换器具有其他变换器无法比拟的优点ꎬ被广泛应用与高输入电压的中㊁大功率等级的电源产品中ꎮ笔者具体阐述了双管正激电路中补偿网络以及调制器的设计ꎬ拟采用仿真来证明系统具有瞬态响应特性好㊁输出电压纹波小等优点和所设计系统的正确性ꎮ１㊀工作原理一次绕组侧从全桥电路对角线ａｂ间接出ꎬ两Ｍｏｓ管栅压同相ꎬ脉宽均为ＤＴ(Ｄ<０.５)ꎬ当Ｑ１㊁Ｑ２同时导通时ꎬＤ３正偏导通ꎬ直流电源向负载供电ꎻ当ｔ>ＤＴ时ꎬＱ１㊁Ｑ２同时关断时ꎬ为了维持负载电流连续ꎬ反并二极管Ｄ４正偏导通ꎬ电感电流由Ｄ３移到Ｄ４中ꎻ为了维持变压器磁化电流连续ꎬＤ１和Ｄ２正偏导通ꎬＤ３反偏截止ꎬ磁化电流移到Ｄ１和Ｄ２中ꎬ磁化电流开始线形下降ꎬ起着磁复位电路的作用[１]ꎮ９２０１９年第１０期(总第２６２期)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀２㊀电路参数设计指标为:输入直流电压范围１４４~１５６Ｖꎻ输出直流电压１５Ｖꎻ输出额定电流２Ａꎻ效率８５％ꎻ开关频率２００ｋＨｚꎻ是参数的计算:(Ｖｏｕｔ:输出直流电压ꎬＶｉｎ:输入直流电压ꎬＶｄ:输出整流二极管压降ꎬΔＶｏ:输出纹波电压ꎬＤ:额定占空比ꎬＩｏｃ:临界电流ꎮ)ＶｏｕｔʈＶｉｎˑ１/ｎˑＤ(１)其中ꎬ输出直流电压１５Ｖꎬ输入直流电压１５０Ｖꎮ因为磁复位ꎬ正激变换器占空比Ｄ<０.５ꎬ取Ｄ＝０.３ꎮ故得ｎ＝３ꎮ根据公式:Ｄ＝Ｖｏｕｔ＋ＶｄＶｉｎˑ１/ｎ(２)㊀㊀当输入电压取最小值Ｖｉｎ(ｍｉｎ)＝１４４ＶꎬＶｄ＝０.７ꎬ可得Ｄｍａｘ＝０.３３０２ꎻ当输入电压取最小值Ｖｉｎ(ｍｉｎ)＝１５６ＶꎬＶｄ＝０.７ꎬ可得Ｄｍｉｎ＝０.３０４８ꎻ考虑输出二极管压降ꎬ输入电压取Ｖｉｎ＝１５０Ｖꎬ重新求占空比Ｄ＝０.３１７ꎮ本次工作在连续模式ꎬ最大的临界电流ꎬ该电流以上绝对为连续模式ꎮ令Ｉｏｃ(ｍａｘ)＝１０％ˑＩｏｎ＝纹波电流一半:Ｌ＝(Ｖｏｕｔ＋Ｖｄ)ˑ(１－Ｄｍｉｎ)２ˑＩｏｃ(ｍａｘ)ˑｆ＝０.５３μＨ(３)㊀㊀实际情况中ꎬ电容中有ＥＳＲ引起的纹波主要由ＥＳＲ引起ꎬ而不是电容值ꎬ电容值足够大ꎬ放充电引起的纹波可忽略ꎮ令输出纹波:ΔＶｏ(ｍａｘ)＝ＥＳＲˑΔｉＬ(ｍａｘ)＝１％ˑＶｏｕｔ(４)ＥＳＲ＝１％ˑＶｏｕｔΔｉＬ(ｍａｘ)＝０.１２０.２ˑ２＝０.３㊀㊀因为一般情况电容值与ＥＳＲ值是一个常数ꎬ该常数等于６５ˑ１０－６ꎬ因此ꎬＣ＝２６０μＦꎮ３㊀仿真模型３.１㊀平均电路模型Ｓａｂｅｒ将ＤＣ/ＤＣ功率变换电路简化为一个模型 平均模型电路[２]ꎬ在平均模型电路中ꎬ用双管正激变换器替换功率转换电路的理想开关ꎬ消除了与开关管有关的非线性后ꎬ波形中存在开关分量ꎬ平均模型可在电路中分析小信号频率ꎮ３.２㊀设计补偿电路反馈回路未进行补偿ꎬ先将控制电压作为平均模型的输入信号源进行瞬态响应仿真ꎬ然后以瞬态分析的最终点作为交流分析的工作点ꎬ改小信号电压源为信号源执行小信号交流分析[３]ꎮ对１０００个对数空间数据点采样ꎬ在ＳａｂｅｒＳｃｏｐｅ中ꎬ即可绘制没有补偿的输出电压Ｖｏｕｔ的增益与相移ꎮ可以看出ꎬ没有补偿的传递函数的穿越频率为２.２ｋＨｚꎬ相位裕量为４７.０３ʎꎮ此时系统相位裕量大于４５ʎꎬ穿越频率处的增益曲线斜率为－１ꎬ缺点是静态增益太小ꎬ仅仅２５.９ｄＢꎮ为了消除或减小系统静态误差ꎬ在曲线０Ｈｚ处就以－１或－２的斜率下降ꎮ根据稳定环路的第一准则:在系统开环增总增益为１处ꎬ在交越频率的总开环相移必须要小于３６０ʎꎮ第二个准则是:为防止－２增益斜率电路引起相位迅速变化ꎬ应在交越频率处的斜率应为－１ꎬ防止相移随频率变化速度过快ꎮ第三个准则是:开环传递函数的相移应该与１８０ʎ保持足够的的裕量ꎬ通常选取４５ʎꎬ因为过大的相位裕量会导致动态响应变慢(过阻尼)ꎮ选择交越频率Ｆｚｏ为开关频率的１/５ꎬ在４０ｋＨｚ交越频率时ꎬ系统的总相移等于３６０ʎ－４５ʎ＝３１５ʎꎬ选取４５ʎ的相位裕量ꎮ因此ꎬ误差放大器只允许有３１５ʎ－９７ʎ＝２１８ʎ的相位滞后ꎮ取Ｋ值接近３时ꎬ误差放大器的相位滞后后可以满足２１８ʎ的要求[４]ꎮ为了有足够的相位裕量ꎬ故取Ｋ值为４ꎬ此时相位滞后为２０８ʎꎬ系统中ＬＣ滤波器存在９７ʎ相位滞后ꎬ得到了３０５ʎ的总开环相位滞后ꎬ那么在交越频率Ｆｚｏ处的相位裕量３６０ʎ－３０５ʎ＝５５ʎꎬＲ２/Ｒ１＝２８.７ｄＢꎬ取Ｒ１＝１ｋꎬＲ２＝２７ｋꎮ０１㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀㊀㊀㊀㊀㊀２０１９年第１０期(总第２６２期)当Ｋ值等于４时ꎬ零点频率为Ｆｚ＝５ｋＨｚꎬＦｚ＝１/(２πＲ２Ｃ１)ꎮ由于Ｒ２前面已经确定为２７ｋꎬ因此Ｃ１＝１.１７ｎＦꎮ极点频率为Ｆｐ＝８０ｋＨｚꎬＦｐ＝１/(２πＲ２Ｃ２)ꎬ因此Ｃ２＝７３ｐＦꎮ３.３㊀设计调制电路设计完补偿环节ꎬ另一部分是ＰＷＭ的调制比ꎬ即占空比为控制电压与调制锯齿波电压幅值之间的比例[５]ꎮ可知时钟脉冲变高ꎬ开关开通ꎻ当斜坡电压高于控制电压时ꎬ开关关断ꎮ根据Ｄ＝ＶｒＶｃꎬ其中Ｄ＝０.３１７ꎬ令Ｖｒ＝２.５Ｖꎬ可知Ｖｃ＝２.５ˑ０.３１７＝０.７９Ｖ将信号源接上ｕｓｅ３ꎬ设置仿真瞬态响应时间长度为１０ｍｓꎮ可见ꎬ动态响应速度很快ꎬ输出电压上升时间接近０ｓꎬ经过２ｍｓ达到稳定ꎬ而且稳定后振荡很小ꎬ电压为１５Ｖꎬ电流为２Ａꎬ完全满足设计指标要求ꎮ４㊀结束语(１)系统发生振荡时ꎬ因为正弦波傅里叶分量的频谱很宽ꎬ经过输出滤波器ꎬ误差放大器及ＰＷＭ调制器后都会有增益变化和相移ꎬ影响系统稳定ꎮ故反馈环路对系统的补偿作用能有效防止系统振荡ꎮ(２)双管正激比单管正激拓扑简单ꎬ不存在单管正激磁芯复位问题ꎬ可靠性高ꎬ有利于散热系统的设计ꎬ而且较少考虑励磁电感和漏感的影响[６]ꎬ所以完全理想条件下得到的仿真结果更具有参考意义ꎮ(３)设计的变换器能够输出稳定的直流电压１５Ｖꎬ对于动态响应速度仅需２ｍｓꎮ通过软件仿真方法可以简化控制环路设计ꎬ缩短研发周期和方便调试ꎮ参考文献[１]㊀黄㊀鹰ꎬ李㊀勇ꎬ姜学想.基于Ｓａｂｅｒ的ＤＣ－ＤＣ变换器控制环路仿真研究[Ｊ].湖南工业大学学报ꎬ２０１４ꎬ２８(１):５３－５７.[２]㊀谢华林ꎬ杨金明.基于ＳＡＢＥＲ仿真器的双管正激参数及控制环路的设计[Ｊ].电源技术应用ꎬ２００９ꎬ１２(１０):８－１１.[３]㊀范立荣ꎬ杨㊀帆ꎬ张凯强.双管正激变换器Ｓａｂｅｒ仿真应用研究[Ｊ].微型机与应用ꎬ２０１４ꎬ３３(１８):８６－８９.[４]㊀王红刚.基于Ｓａｂｅｒ的开关电源设计与仿真[Ｊ].新乡学院学报:自然科学版ꎬ２０１２ꎬ２９(４):３１６－３１８. [５]㊀何艳丽ꎬ陈㊀鸣ꎬ王克城ꎬ等.基于ＵＣ３８４４的反激稳压电源的设计[Ｊ].电源技术应用ꎬ２００８ꎬ５５(４):７５－７７.[６]㊀郑鹏程ꎬ石㊀玉ꎬ周立文ꎬ等.基于ＭＡＴＬＡＢ的ＤＣ/ＤＣ变换器设计与闭环仿真[Ｊ].磁性材料及器件ꎬ２０１１ꎬ４２(４):６３－６５.１１２０１９年第１０期(总第２６２期)㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀应用能源技术㊀。
正激变换器及其控制电路的设计及仿真设计要求：1、输入电压：100V（±20％）；2、输出电压：12V；3、输出电流：1A；4、电压纹波：＜70mV（峰峰值）；5、效率：η＞78％；6、负载调整率：1％；7、满载到半载,十分之一载到半载纹波＜200mV。
第一章绪论1.课题研究意义：对于大部分DC/DC变换器电路结构，其共同特点是输入和输出之间存在直接电连接，然而许多应用场合要求输入、输出之间实现电隔离，这时就可以在基本DC/DC 变换电路中加入变压器，从而得到输入输出之间电隔离的DC/DC 变换器。
而正激变化器就实现了这种功能。
2.课题研究内容：1、本文首先介绍了正激变换器电路中变比、最大占空比和最小占空比、电容、电感参数的计算方法，并进行了计算。
2、正激变换器的控制方式主要通过闭环实现。
其中闭环方式又分为PID 控制和fuzzy 控制。
本文分别针对开环、PID 控制，fuzzy 控制建立正激变换器的Matlab 仿真模型，并进行仿真分析了，最后对得出的结果进行比较。
第二章：正激电路的参数计算本章首先给出正激变换器的等值电路图，然后列出了正激变换器的四个主要参数的计算方法，并进行了计算。
1、正激变换器的等值电路图图1 正激变换器等值电路图2、参数计算 （1）变比n根据设计要求，取占空比D=0.4，根据输入电压和输出电压之间的关系得到变比：n=D U U out in ⨯=4.012100⨯=3.3 （2） 最大、最小占空比最大占空比D max 定义为D max =()nU U U in dout 1min ⨯+， 式中U in(min) =100-20=80V ，U out =12V ，n=3.3，，U d 为整流二极管压降， 所以D max =0.495。
最小占空比D min 定义为D min =()nU U U in dout 1max ⨯+， 式中U in(max) =120V ， 所以D min =0.333。
（3） 电容电容的容量大小影响输出纹波电压和超调量的大小。
取开关频率f=200KHZ ，则T=5×10-6 s ，根据公式：C=ripplerippleV f I ⨯⨯81， 式中取I ripple =0.2A ，V ripple =0.07mV ，所以C=1.79μF 。
为稳定纹波电压，放大电容至50μF 。
（4） 电感可使用下列方程组计算电感值：U out =L ×dt di ， dt=fD m in1-，式中U out =12V ，di 取为0.2A ，D min =0.333, 所以L=0.334mH 。
第三章 正激变换器开环的Matlab 仿真本章首先建立了正激变换器开环下的Matlab 仿真模型，然后对其进行了仿真分析。
1、仿真模型的建立根据之前的等值电路图和参数的计算结果，可以对正激电路进行建模，其开环模型如图2：图2 正激电路的开环仿真模型2、仿真结果在Matlab上进行仿真，得到如下的输出电压,及其纹波，输出电流及其纹波的波形：图3 开环电压波形图4 开环纹波电压图5 开环电流波形图6 开环纹波电流从图中可以看出，开环占空比为40％时输出电压不能达到12V，只能稳定在11.98V 左右，纹波电压为1mV ，输出电流是0.998A ，纹波电流不到0.1mA 。
虽然纹波电压符合要求，但输出电压值和电流值不符合要求，且电压有较大超调。
分析其原因，可能是由于电路中的二极管压降以及变压器参数的影响。
需要调大占空比才能稳定到12V 。
且开环系统有较弱的抗干扰性，不够稳定，因此应采用闭环。
第四章 正激变换器闭环PID 的Matlab 仿真本章首先介绍了工程上对系统的闭环稳定条件的要求，然后对开环系统绘制了伯德图，接着根据其开环幅频和相频特性曲线来确定所加PID 环节的三个主要参数，进行闭环系统的Matlab 仿真，得到经过两次切载后的输出电压波形和输出电流波形，并进行了分析。
1、闭环稳定的条件：（1）开环Bode 图的幅频特性曲线中增益为1的穿越频率应等于开关角频率的1/5~1/10。
（2）幅频特性曲线应以-20dB 的斜率穿越横轴。
（3）相位裕量γ＞45°。
2、开环传递函数：查阅资料得到未补偿的开环传递函数为：G 0 (S)=)1(11++⨯RsC RsLnU i,代入数据，得到G 0 (S)=110783.21067.13.30528+⨯+⨯--s s 。
3、未补偿的开环传函的Bode 图图7 开环传递函数伯德图从图中可以看出，穿越频率为 6.89⨯103 Hz ，小于要求的最小开关频率K 200101⨯=20000Hz ，且以-40dB 穿越横轴，相位裕度仅为1°。
三项指标都不符合。
因此必须加入补偿环节。
4、 补偿函数的确定首先确定补偿后系统的剪切频率f c1 =K 20081⨯=2.5×104 Hz ，ωc1 =2πf c1=1.57×105rad/s 。
在f=2.5×104 Hz 处，原伯德图的增益为-22.6dB ，相角为-179°。
取相位裕度为50°，则需补偿49°。
新补偿的函数可分为PD 和PI 两部分 （1）PD 环节设PD 环节的传递函数为G1=Kp （1+τs ），作出其伯德图，得到以下比例关系：149tan 101=τωc ， 所以τ=7.33×10-6 。
又20lgKp 2121c ωτ+=22.6，所以Kp=8.848。
得到G1=8.848（1+7.33×10-6s ）（2）PI 环节取PI 环节传函为G2=ss 1000+。
（3）补偿传函G3G3=G1×G2=ss s 8848848.8104856.625++⨯-。
即Kp=8.848, Ki=8848, K D =6.5e-5。
5、 补偿后系统的新开环传函GnGn=G 0 G3=ss s s s +⨯+⨯++⨯---25382310783.21067.14.2680940944.2681096514.1。
其伯德图如下：图8 补偿后系统伯德图从图中可以看出，此时系统的幅频特性曲线以-20dB穿越横轴，且剪切频率为2.49×104 Hz，相位裕度为49°，完全符合工程要求。
6、闭环PID控制的Matlab仿真模型用Mosfet 1和2控制切载过程。
用Timer和Timer1控制切载情况，在t=0.02s处负载由12Ω切到24Ω，在t=0.03s处负载由24Ω切到120Ω，在0.05s 处由120Ω切到24Ω。
输出电压值与12V比较后进入PID，再与三角载波形比较，在交点处控制Mosfet通断，从而控制占空比。
图9 闭环PID控制电路图7、闭环PID仿真结果在Matlab上进行仿真，得到如下的电压波形：图10 初始PID参数下的输出电压波形通过此图可以看出输出电压超调过大，已超过额定输出电压的1倍。
尽管输出电压值、纹波、切载的尖峰都符合要求。
此时需要对PID参数进行调整。
在这里选取Kp=0.5，Ki=500，K=7.3e-5。
D此时可得到如下电压和电流波形：图11 调整PID参数后的输出电压波形图12 满载电压纹波波形图图13 切载后第一个尖峰图14 切载后第二个尖峰图15 输出电流波形图16 满载输出电流纹波波形从图中可以看出，此时输出电压基本稳定在12V ，且无超调。
满载输出平均电压约为11.9995V, 满载时电压纹波最大，约为0.7mA 。
切载时的电压尖峰也低于200mV 。
半载输出平均电压为11.99935V ，所以负载调整率为9995.1199935.119995.11-×100％=0.00125％＜1％。
满载，半载，1/10载的电流纹波基本相等，均不到1mA 。
变压器原边电流为0.1521A,所以效率η=1001521.010019995.11⨯⨯⨯％=78.9％。
均符合要求。
8、 补偿后系统的伯德图图17 PID 补偿后系统的伯德图从图中可以看出，补偿后系统的剪切频率为2.12×104Hz ，约为开关频率的0.106倍，并以-20dB 穿越横轴，且相位裕度为88°，符合工程要求。
第五章 正激变换器基于Fuzzy 控制的Matlab仿真分析本章针对正激变换器进行了模糊控制。
首先进行了模糊化的设计，然后建立了规则库，最后针对其Matlab 模型进行了仿真分析。
1、模糊化设计对误差e 、误差变化率dtde和控制量U 的模糊集和域定义如下：（1）模糊集合均为{NB,NM,NS,ZE,PS,PM,PB}，e 的域为{-1，+1}，dtde的域为{-0.5，+0.5}。
U 的域为{-1，+1}。
（2）隶属度函数均选三角函数，input1为e ，input2为dtde，output 为U 。
例如，变量dtde的隶属度函数如下图所示：图18 输入dtde的隶属度函数2、模糊规则的建立（1）模糊规则表如下：表1(2)Fuzzy 控制器规则库如下：图19控制器规则库3、Matlab 仿真分析通过开环的输出电压范围，初步确定对于e ，Gain1=65，对于dtde ，Gain2=10-5。
由采样定理，采样频率 为开关频率的2倍，即400KHz ，从而采样时间为2.5×10-6s 。
还要加入限幅模块和零阶保持器模块，然后进行仿真。
其仿真模型如下图：E EC NB NM NS ZE PS PM PB NB PB PB PM PM PS PS ZE NM PB PB PM PM PS ZE NS NS PM PM PS PS ZE NS NS ZE PM PM PS ZE NS NM NM PS PS PS ZE NS NS NM NM PM PS ZE NS NM NM NB NB PBZENSNSNMNMNBNB图20 基于Fuzzy控制的Matlab仿真模型仿真后得到的电压和电流波形如下：图21 输出电压波形图图22 切载前后纹波及切载尖峰电压波形图图23 输出电流波形图24 满载及半载电流纹波图25 1/10载电流纹波从图中可以看出，输出电压基本稳定在12V，在满载时纹波为350mV；半载时纹波为170mV；1/10载时纹波为30mV。
两次切载的尖峰电压分别为300mV和150mV。
未切载输出电流基本稳定在1A，在满载时纹波为30mA；半载时纹波为7mA；1/10载时纹波为0.3mA。
输出基本上符合要求。
第六章总结从闭环PID控制和Fuzzy控制的仿真结果的对比中可以看出，Fuzzy控制的控制方式更加简单，稳定度高，且纹波也基本满足要求。
