下载文档原格式
dcdc芯片环路补偿-回复什么是dcdc芯片？DCDC芯片（英文：DC-DC Chip，Direct Current to Direct Current Chip），是一种用于电源转换的集成电路芯片。
简单来说，它能够将直流电源的电压水平转换为其他需要的电压水平。
DCDC芯片的应用非常广泛，常见于各类电子设备中，如手机、电脑、数码相机等。
为什么需要环路补偿？在DCDC芯片的工作过程中，由于电力传输路径的电阻、电感和电容等不完美因素的存在，会导致电流和电压出现偏差。
这些偏差可能对电源电压的稳定性和质量产生不利影响，严重时甚至会引发系统崩溃、故障等问题。
因此，需要实施环路补偿来解决这些问题。
什么是环路补偿？环路补偿是指通过添加额外的元件或采取特殊的设计手段，来改善电力系统中DCDC芯片的稳定性和质量。
它的主要目的是纠正电源电压的误差，并使得输出电压能够精确地达到目标。
环路补偿通过控制系统的反馈回路，对系统进行动态调整，使得输出稳定性更高。
如何实施环路补偿？实施环路补偿需要进行以下几个步骤：1. 分析芯片和系统特性：首先需要对DCDC芯片和整个系统进行深入分析，了解其工作原理、特性和输入输出要求。
这样能够更准确地确定环路补偿的具体需求。
2. 设计反馈回路：对于环路补偿来说，一个重要的组成部分就是反馈回路。
设计一个合适的反馈回路可以实现对系统的精确控制。
需要选择合适的传感器来检测输出电压，并通过比较电阻、电感和电容等元件的参数来纠正电压误差。
3. 选择合适的控制器：根据系统的需求和设计特点，选择合适的控制器。
常见的控制器包括PID控制器和数字控制器。
PID控制器能够根据误差大小，自动调整输出来保持稳定性；数字控制器则通过计算机算法来实现更精确的控制。
4. 优化锁相环参数：锁相环（Phase-Locked Loop，PLL）是用于时钟和频率同步的重要部件。
通过调整锁相环的参数，可以使得输出频率更加精确，并提高系统的抗干扰能力。
PFC 预调节器频率抖动电路作者：德州仪器（TI）Mike OLoughlin 1 引言在离线 ac-dc 转换器中抖动脉冲宽度调制器 (PWM) 频率经证实可以通过将其由窄带变为宽带的方式来降低 EMI。
本文将介绍一种用于抖动一个离线功率因数校正(PFC) 预调节器 20%开关频率的新颖技术。
通过利用 PWM 内部计时电路的优点设计出了用于抖动频率的电路。
2 典型的离线 PFC 预调节器图 1 为一个具有 PFC 的 250-W ac-dc 离线电源转换器的示意图，该转换器设计应用于一个通用输入电压。
该应用与许多使用一个脉冲宽度调制器来控制电源转换器的离线转换器相似。
这些 PWM 的很大一部分用于内部电路的计时，同时可利用该内部电路的优势抖动转换器的开关频率至更低的窄带 EMI。
图1250-W 的 AC-DC 离线电源转换器示意图3 频率抖动频率抖动技术通过扩展电源噪声频谱的方式降低了窄带 EMI。
对于可以抖动多少的振荡器频率 (f S)，存在一些局限性。
其中一些局限因素是开关损耗和磁路设计。
为了将升压电感尽可能的保持较小，并将开关损耗保持在可控范围内，频率抖动应不超过基本频率的 20% 至 30%。
本文所述的电路设计用来使占空比作为输入电压正弦波的一个函数，在 80% 至 100% 之间进行变化。
在输入线电压交叉处，振荡器频率为其最高频率的 80%，并且随着线电压的变化而成比例的增加和降低。
图 2 显示了f S如何随着输入电压变化而变化。
图 2 随着调整线电压变化进行的频率抖动4 内部 PWM 计时图 3 为内部电路的一个功能结构图，该内部电路可以产生图 1 中所示 PWM 控制器的振荡器信号。
一个 R 和 C 以及一个比较器可实现计时。
RT 通过由 Q1 和Q2 组成的电流镜设置了时基电容器 (CT) 中的充电电流。
当 CT 充电和放电并形成 PWM 计时，一个具有滞后功能的内部比较器将进行控制。
Click to edit Master title style环路补偿很容易Click to edit Master title style 课程的目的确定功率级特性9说明Type II 补偿–电流模式9阐述Type III 补偿–电压模式9补偿电流模式降压9找出交越频率和相位裕量9使用Excel 补偿器设计工具9降压/•降压/ 隔离正激式升压•升压降压-升压/•反转极性/ 隔离反激式正激式正激式正激式单个极点单个零点(Inverted Zero)反相零点(Inverted Zero)右半平面零点共轭复极点Click to edit Master title style控制环路基础知识环路补偿介绍理想的控制环路实用的反馈理论由误差放大器增益和Click to edit Master title style实用的反馈理论•控制环路的带宽决定了环路对于某种瞬态状况的响应速度交越频率•需要充足的相位裕量以避免发生振荡•52°相位裕量•通常都会优先选择较高的交越频率，但存在着实际的限制。
经验法则是将1/5最佳的相位裕量是•低相位裕量将导致欠阻尼的系统响应•较高的相位裕量则导致过阻尼的系统其设定为开关频率的1/5 至1/10•0°（增益裕量）时的衰减以及开关频率下的衰减也是很重要的响应Click to edit Master title style功率级回顾电压模式降压电流模式降压电流模式升压电流模式降压-升压OUTLC⋅OUTOUT RCRR K iOUT R C ωLR ωm L ⋅Click to edit Master title style误差放大器回顾Type I 误差放大器Type II Type II误差放大器Type II 跨导放大器Type III 误差放大器V1FBTCOMP COMP C ⋅V CR COMP C1COMP FFFBT R R >>Click to edit Master title style开关稳压器补偿T II 电流模式降压–Type II 补偿电流模式升压–Type II 补偿电流模式降压-升压–Type II 补偿模yp 补电模式降电压模式降压–Type II 补偿电压模式降压–Type III 补偿调制器Σ•选择一个大的择•找出调制器跨导（单位：•选择一个目标带宽，通常为•设定中频段增益•设定OUT vˆC v ˆ•选择一个大的•找出调制器跨导（单位：•找出最小输入电压和最大负载电流条件下的•将目标带宽设定为•设定中频段增益OUT vˆC vˆ调制器Σ•选择一个大的•找出调制器跨导（单位：•找出最小输入电压和最大负载电流条件下的•将目标带宽设定为•设定中频段增益OUT vˆC vˆ调制器•与高•选择一个大的•设定中频段增益•设定•设定•与低低•选择一个大的•设定中频段增益•设定•设定OUT vˆC vˆ误差放大器考虑因素 Click to edit Master title style需要关注的是：• 误差放大器必须驱动的阻抗 误差放大 必须 动的阻抗 • 误差放大器的带宽 • 误差放大器的开环增益 • LC C 滤波器的 Q 值41环路测量方法 Click to edit Master title style测量选项1: 瞬态响应测试• 简单易行 • 无需专用设备2: 伯德图• 需要网络分析仪以获得完整的曲线图 • 可利用普通的测试设备获得关键性的数据 点42负载阶跃分析 Click to edit Master title style瞬态测试 负载阶跃实例 伯德图与瞬态43瞬态测试 负载阶跃 Click to edit Master title style用于瞬态测试的简单电路VOUT针对一个从 0V 至大约比 VOUT 高 5V 的脉冲幅度 及 100Hz 100H 左右的频率来 设置发生器。
请问电路中极点与零点的产生与影响电路中经常要对零极点进行补偿，想问，零点是由于前馈产生的吗？它产生后会对电路造成什么样的影响？是说如果在该频率下，信号通过这两条之路后可以互相抵消还是什么？？极点又是怎么产生的呢？是由于反馈吗？那极点对电路的影响又是什么？产生振荡还是什么？？请大家指教一下。
(不能这么简单的理解其实电路的每个node都有一个极点只是大部分的极点相对与所关心的频率围太大而忽略了运放中我们一般关心开环的0dB带宽那么>10*带宽频率的极点我们就不管了因为它们对相位裕度贡献太小而被忽略;只要输入和输出之间有两条通路就会产生一个零点:同样的高于所关心频率围的零点也不用管一个在所关心频率围的零点需要看是左半平面还是右半平面的左半平面的零点有利于环路稳定右半平面的则不利具体的看拉扎维的书吧写的还是蛮详细的看不懂就多看几遍自己做个电路仿下)好问题，希望彻底了解的人仔细解答。
我也同样疑惑。
但是我总觉得极点，零点并不能单单的说是由于前馈，反馈，或者串联并联一个电容产生的。
产生的原因还是和具体的电路结构相关联的。
比如一个H(s)的系统和一个电容并联或串联在输入输出之间，谁能说他一定产生一个极点或零点呢？这因该和H(s)的具体形式有关。
3大书上说的应该大多针对的是运放结构，它的结构具有特殊性。
具有以点盖全的嫌疑。
还请达人细说。
一般的说，零点用于增强增益（幅度与相位），极点用于减少增益（幅度与相位），电路中一般零点极点是电容倒数的函数（如1/C）。
当C变大时，比如对极点来说，会向原点方向变化，造成增益减少加快（幅度与相位）～一般运放电路的米勒效应电容就时这个原理，当增益迅速下降倒－3dB时，其他的零点极点都还没对系统增益起到啥作用（或作用很小，忽略了），电路就算七窍通了六窍半了～你就可以根据自己的需要补上带宽，多少多大的裕度就KO了极点是由于结点和地之间有寄生电容造成的,零点是由于输入和输出之间有寄生电容造成的,一般输入和输出之间的零极点考虑多一点,主要是因为输入输出有较大的电阻,造成了极点偏向原点.个人的一点理解极点决定的是系统的自然响应频率，通常在电路中就是对地电容所看进去的R和对地电容C共同决定的。
/开关调节器设计中的频率补偿第一部分：正向通道补偿对于经验尚不丰富的工程师而言，在所有与开关调节器电路设计有关的方面当中，最令人沮丧的一方面当属频率补偿问题了。
不过，无需大量的数学计算仍然可以实现稳定的运行和卓越的性能。
本系列文章（共两部分）的第一部分对正向通道进行了探讨。
作者：Nigel Smith，德州仪器 (TI) 便携式电源业务开发经理无论何种电路拓扑结构，所有进行频率补偿的负反馈开关调节器都可用图 1 中的控制环路结构图来表示。
从V IN到V OUT的正向通道中，根据对控制信号V C 的响应，输入电压被转换成输出电压。
然后。
这一输出电压将与参考电压V REF 进行比较，并根据需要调整V C以校正误差。
这就是反馈通道。
图 1 控制环路结构图在实际应用中，正向通道的增益和相位随频率的变化而不同，因此可能在某一频率（或某些频率）时，输出电压响应太慢，从而导致性能不佳；或响应太快，从而导致振荡或振铃。
频率补偿对充分考虑了正向通道频率响应的反馈路径进行了描述，并确保反馈信号补偿的方式能使系统提供良好性能并保持稳定。
负反馈系统稳定的基本要求是当环路的相位变化为 360º 时，环路增益必须小于/0dB。
实际应用中若太接近理论限值，即使系统稳定，也可能造成振铃过大。
因此，在实际应用中经常有意使反馈系统设计存在一定的内置裕度。
相位裕度是指环路增益为 0dB 的频率处的环路相位，增益裕度则是指环路相位为 360º 的频率处的环路增益（见图2）。
图 1 和图 2 均描述了负反馈系统的性能优点。
一般来说，增益和相位裕度越大，系统就越稳定。
实际应用中，能最好平衡性能和稳定性的最小增益和相位裕度分别为 10dB 和 45º。
/图 2 增益和相位裕度对开关转换器进行补偿的第一步是计算出正向通道（通常包含一个功率级和一个输出滤波器）的增益和相位响应。
功率级根据拓扑结构，通过控制开关占空比 D 将输入电压转化到期望的输出电压。
运放稳定性之环路稳定性主要技巧与经验篇一：运放稳定性分析1~6目录运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础 (2)引言.................................................................................................................. .. (2)波特图（曲线）基础.................................................................................................................. .. (2)直观元件模型.................................................................................................................. .. (5)稳定性标准.................................................................................................................. (7)环路稳定性测试.................................................................................................................. . (7)环路增益稳定性举例.................................................................................................................. (10)1/β与闭环响应.................................................................................................................. . (11)运放稳定性系列2：运放网络SPicE分析 (12)引言.................................................................................................................. . (12)SPicE环路增益测试.................................................................................................................. .. (12)运放网络与1/β.................................................................................................................. . (12)zF运放网络.................................................................................................................. (13)运放网络zi................................................................................................................... (17)简单运放交流SPicE模型.................................................................................................................. (19)详细运放交流SPicE模型.................................................................................................................. (20)附录：空白幅度与相位曲线.................................................................................................................. . (22)运放稳定性分析系列3：Ro与RoUT............................................................................................................ ..23Ro和RoUT的定义与推导.................................................................................................................. (23)从数据资料曲线上计算Ro................................................................................................................. (24)Ro和RoUT要点概述.................................................................................................................. (26)Ro与SPicE仿真.................................................................................................................. (26)单电源运放的真实Ro................................................................................................................. .. (27)Ro的实测技术.................................................................................................................. (28)运放稳定性分析系列4：环路稳定性主要技巧与经验 (30)环路增益带宽准则.................................................................................................................. . (31)极点与零点转换技术.................................................................................................................. (31)十倍频程准则.................................................................................................................. (32)zi和zF幅度十倍频程准则.................................................................................................................. (35)双反馈路径.................................................................................................................. . (36)实际稳定性测试.................................................................................................................. .. (39)运放稳定性设计分析5：单电源缓冲器电路的实际设计 (41)技术背景：.............................................................................................................. .. (41)设计要求：.............................................................................................................. .. (43)设计拓扑：.............................................................................................................. .. (44)1/β分析：.............................................................................................................. . (45)cmoS放大器与aol注意点：.............................................................................................................. (50)最终缓冲器分析：.............................................................................................................. .. (52)运算放大器稳定性设计分析6：电容性负载稳定性RiSo、高增益及cF、噪声增益 (57)运算放大器示例与Ro计算.................................................................................................................. . (58)aol修正模型.................................................................................................................. . (59)RiSo及cL补偿.................................................................................................................. .. (63)高增益及cF补偿.................................................................................................................. . (68)噪声增益补偿.................................................................................................................. (72)1运放稳定性分析作者：Burr-Brown产品战略发展经理TimGreen来源：德州仪器（Ti）公司运放稳定性分析系列1：环路稳定性基础引言本系列所采用的所有技术都将―以实例来定义‖，而不管它在其他应用中能否用普通公式来表达。
为何要与环路补偿纠缠不休作者：Michael O’Loughlin，德州仪器(TI) 应用工程师在电源设计行业中，工程师有时难以对其电源的控制环路进行补偿。
他们设法让环路在极高开关频率下交叉，以试图改善大信号瞬态响应，但最终却是与稳定性问题作斗争。
电源设计中最流行的拓扑之一便是峰值电流模式控制。
即使这种拓扑比电压模式控制更容易补偿，但一些电源设计人员仍然只能艰难地对电压环路进行补偿。
本文的目的是给您一些指导，希望能使峰值电流模式控制的电压环路补偿更容易。
回顾我们在学校学习过的控制理论知识便知，所有控制系统均可以通过传输函数模块得到简化。
峰值电流模式控制电源转换器中的电压控制环路也不例外。
电压环路(TV(f)) 可以简化表示为不同传输模块的积（请参见图1）。
首先是功率级控制输出传输函数(G CO(f))，其表示为输出电压变化(∆V OUT) 与控制电压变化(∆V C) 的比。
请注意，该模块实际为脉宽调制(PWM) 调制器增益(K) 和电源输出滤波器增益(G F(f)) 的组合。
其次通常为控制传输函数(G C(f)) 的输出有时称作补偿传输函数，可以表示为∆V C与∆V OUT变化的比。
如果使用了光隔离器，则也会有一个传输函数模块G OPTO(f)，其位于模块K 和–G C(f) 模块之间的连线上。
图 1 简化后的电源电压环路模块结构图图 2 显示了一个峰值电流模式控制正向转换器的功能示意图，如图 1 结构图所示。
控制模块由一些虚线区分。
图 2 简化后的电源电压环路结构图起初，峰值电流模式控制背后的想法是控制通过功率级电感的平均电流，从而使它看起来像是一个去除了双极的电流源，而该双极出现在输出电容(C OUT) 和功率级电感(L OUT) 的交互作用之间。
图2的简化控制输出传输(G CO(f)) 函数表示如下。
其中，a为变压器匝数比，R LOAD为转换器输出负载阻抗C OUT为转换器输出滤波器电容R ESR为C OUT的等效串联电阻。
由该控制输出传输函数，您会看到C OUT和R ESR交互作用之间有一个零点，并在R LOAD和C OUT交互作用之间有一个极点。
随着时间的流逝，工程师在使用峰值电流模式控制时发现了一个大约在半开关频率(fs) 出现的G CO(f) 双极(f PP)。
下列方程式描述了峰值电流模式正向转换器的G CO(f)，包括f PP的影响。
请注意，如果您使用网络分析仪对正向转换器进行分析时，您会发现这种传输函数并没有精确地匹配模型描述情况。
由于R ESR和C OUT交互作用出现的零位(F ZCO) 随负载移动。
f PP出现在略微超出半开关频率时。
在没有一个精确模型的情况下，您到底会如何对电压环路进行补偿呢？您可以循规蹈矩，遵循其他工程师已使用多年的老办法。
也就是使用一个网络分析仪，根据测得的G CO(f) 来补偿电压环路，并遵循一些简单原则来获得稳定性（本文将有所介绍）。
图 3 显示了这种模型的控制结构图。
图3将电感建模为一个电流源的峰值电流模式控制人们在峰值电流模式控制转换器中发现，存在占空比突然改变引起的次谐波振荡。
这是因为由于控制电压(V C) 无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流(I OUT1, I OUT2) 误差。
为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。
这种方法将三角电压波形添加到电流感应信号(V2=V SLOPE+V RSENSE)，该信号强制平均输出电流不随占空比改变而变化。
更多详情，请参见图4。
图4人们在峰值电流模式控制转换器中发现，存在占空比突然改变引起的次谐波振荡。
这是因为由于控制电压 (VC) 无法足够快地校正占空比改变，因而占空比改变便会导致平均输出电流(IOUT1, IOUT2) 误差。
为对这一误差进行校正，人们设计了一种的被称作斜率补偿的方法。
这种方法将三角电压波形添加到电流感应信号 (V2=VSLOPE +VRSENSE)，该信号强制平均输出电流不随占空比改变而变化。
更多详情，请参见图4。
建立峰值电流模式控制的控制环路过程中，最重要的步骤之一是正确地添加斜率补偿到电流感应信号(V RSENSE)。
如果您不使用斜率补偿，则您会一直同次谐波振荡纠缠不休，即使您的网络分析仪显示环路应该稳定了。
如果您添加很多斜率补偿，则转换器会工作在电压模式控制模式下且运行不正常，也可能会不稳定。
一般来说，将等于1/2 输出电感电流(d I*L OUT) 下斜坡斜率的斜率补偿(V SLOPE) 添加到电流感应信号有助于确保稳定性。
下列方程式计算了图2所示峰值电流模式正向控制转换器的斜率补偿(V SLOPE)。
其中，d I*L OUT为电感纹波电流变化，而V OUT为输出电压。
L OUT为输出滤波器电感，而D 为转换器占空比。
变量fs 为转换器开关频率。
如果您的设计使用了变压器，则主绕组磁化电感(L M) 引起的变压器主磁化电流(dILM) 会增加一些斜率补偿，在添加斜率补偿时需考虑这种补偿。
为了确保转换器未工作在电压模式控制下，建议您为设计选择的变压器具有小于二分之一反射输出电感电流下斜坡斜率(d I*L OUT) 的d I*L M。
可利用下列方程式，为图1-2 所示正向转换器选择正确的斜率补偿数。
在电源控制环路(TV(f))中，当环路为180 度相位差时，其相当于交换反馈网络(GC(f)) 所用运算放大器的输入极性。
如果这种情况出现在反馈环路有一个环路增益时的电压环路交叉，则其会变得不稳定并突然开始振荡。
为了保证不出现这种情况，我们一般在电压环路交叉设计TV(f) 45 度的相位裕量(PM)。
在大多数开关模式电源中，控制环路最终都会接近180 度相移。
为了确保其不会导致环路不稳定性，我们一般针对大于 6 dB 的增益裕量(G M) 来设计，以确保T V(f) 为180 度相差时控制信号衰减。
评估控制环路(T V(f)) 时，相位裕量可读作交叉期间的相位量。
增益裕量可通过传统方法计算得到，环路为180 度相位差时，dB 增益为0 dB。
增益及相位裕量原则是卓越控制环路设计的一个重要内容。
1.电压环路交叉时PM （增益裕量）≥ 45 度：a. 环路增益(TV(f)) 振幅为1，0 dB 时。
2.相位裕量G M=0dB：-180 度相移时的增益> 6 dB根据尼奎斯特(Nyquist) 定理，要获得电压环路稳定，交叉频率(fc) 需小于二分之一转换器开关频率(fs)。
在峰值电流模式控制中，电压环路应在GCO(f) 中出现的双极点以前在十倍速频程(decade) 范围内交叉。
根据所用拓扑，该双极可能出现在二分之一开关频率以下。
使用网络分析仪，让设计人员可以准确地知道双极点出现的位置。
即使您拥有一个较好的控制模型来输出传输函数，您最终也要根据网络分析仪的测量结果来修改控制环路。
通过一开始便将电压放大器网络(GC(f)) 用作一个积分电路可以更容易地补偿电压，然后测量实际GCO(f) 特性。
通过设置图1-2 所示电容CP 为1uF 来测量GCO(f) 并且不填入RF 和CZ 可以实现这个目标。
该环路不会得到优化，同时应该缓慢地调节输入电压和负载电流来避免出现振荡。
下列 2 幅图（图5-6）显示了使用TI 新型UCC28950 二次侧控制器的600W 峰值电流模式相移全桥转换器的测得增益和相位，其不需要光隔离器和单独电压反馈放大器(TL431)，从而使电压环路更容易补偿。
GCO(f) 比上面介绍的要更加复杂，您可能要花费数小时才能得到一个准确建模测得结果的传输函数；然而，一旦利用网络分析仪获得实际频率响应数据以后，便不必对环路进行补偿。
从下面几幅图，可以看到COUT 和RLOAD 交互作用的低频极点(fPCO) 随输出功率改变而移动。
COUT 和RESR 交互作用引起GCO(f) 的零点也随负载而移动。
该转换器GCO(f) 的fPP 出现在约60 kHz 处。
请注意，GCO(f) 的设置应在约 6 kHz 出现的双极点之前的十倍频程交叉电压环路(TV(f))。
设置GC(f) 要求知道交叉处的最高GCO(fC) 增益。
从测得的GCO(f) 可知其出现在60W 负载时，约为-10dB。
图 5 以dB 为单位的增益GCO(f)图 6 相位GCO(f)一种更为流行的峰值电流模式控制补偿方法是图2-3 所示的 2 类补偿器。
下列方程式描述了该传输函数。
它有一个最初便出现的极点。
2 类放大器也有一个零点(fZ)，其可以通过选择RF 和CZ 值来进行编程。
2 类补偿网络也有一个可以通过选择RF 和CP 来编程的极点(fP)。
根据DC 输出电压来选择电阻器RI 和RA，同时在环路交叉设置电阻器RF，以校正GCO(fc) 的增益。
该功率转换器中，RI 设置为9.09 k 欧姆。
在约 6 kHz 下交叉电压环路要求RF 电阻器值为28.7 k 欧姆。
设置电容CZ 以获得更多的交叉相位裕量，其可以被设置为交叉频率(fC) 以下十倍频程。
就本设计而言，CZ 使用了10nF 的标准电容值。
这样便给Gc(f) 反馈电路设置了一个极点，用于抵消fC 以后Gco(f) 中输出电容ESR 带来的相位增益。
这有助于维持稳定性，从而确保电压环路交叉以后增益不断滚降。
为了确保在双极点频率之前增益滚降，需将补偿器极点频率设置为两倍交叉频率。
为了对这种电压环路进行补偿，CP 需使用标准的680pF 电容。
CP 使用标准的470 pF 电容。
给GC(f) 选择补偿元件以后，使用网络分析仪仔细检查电压环路，并在需要的情况下对其进行调节。
利用下列几幅图和网络分析仪在60W 和600W 下测量电压环路TV(f)。
这些图显示，电压环路在600W 负载约 3.8 kHz 处交叉(fC)，并具有110 度交叉相位裕量。
60W负载时，TV(f)约在5 kHz处交叉，且具有45度以上的fC相位裕量。
10% 负载的电压环路在低于设计目标的1 kHz 处交叉。
然而，环路补偿并非为一种精密科学，1 到2 kHz 范围内是完全允许的。
请注意，TV(f) 相位接近180 度时，增益小于-30dB。
这便产生一个大于60 dB 的增益裕量。
网络分析仪始终难以测量-180 度，它无法确定相位是+180 度还是– 180 度。
图7 以dB 单位的TV(f) 环路增益图8 TV(f) 环路相位加速小信号电压环路TV(f) 可减少输出电容组。
请记住，大多数开关模式电源中都有一种可抑制突然电流变化的电感。
大信号电流跃迁会通过COUT和COUT 的RESR。
要达到大信号瞬态规范，要求选择COUT 和RESR 来延迟和抑制大电流负载瞬态。
在选择设计要求的输出滤波器电容时，下列方程式应会有所帮助。
