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单端正激式变换器电路设计
如图所示，当开关管V1导通时，输入电压Uin全部加到变换器初级线圈W1'两端，去磁线圈W1''上产生的感应电压使二极管V2截止，而次级线圈W2上感应的电压使V3导通，并将输入电流的能量传送给电感Lo和电容C及负载；与此同时在变压器中建立起磁化电流，当V1截止时，V3截止，Lo上的电压极性反转并通过续流二极管V4继续向负载供电，变压器中的磁化电流则通过W1''、V2向输入电源Uin释放而去磁；W1''具有钳位作用，其上的电压等于输入电压Uin,在V1再次导通之前，T中的去磁电流必须释放到零，即T中的磁通必须复位，否则，变压器T将发生饱和导至V1损坏。
通常W1'=W1''，采用双线并绕耦合方式的占空比<0.5，否则T将饱和。
单端正激式变换器波形如下图所示。
摘要：本文结合同步整流管驱动技术在低压大电流功率变换器中的应用，在传统RCD箝位单端正激式变换器的基础上，提出了一种全新的RCD箝位正激变换器，解决了死区时间驱动问题，大大提高了整流电路的变换效率和整个变换器的效率。
关键词：RCD箝位；同步整流；死区时间引言在单端正激式变换器中，有几种常见的磁复位方式，如RCD箝位、LCD箝位、有源箝位、谐振复位等。
采用RCD箝位的磁复位方式的单端正激变换器结构简单，成本低廉，主开关管的电压应力较低，不必辅助开关管。
不过，由于在复位电路中的箝位电阻消耗能量，使得变换效率变得非常低。
在一些对效率需求不高或对成本需求严格的电源中，通常应用RCD箝位的变换器。
近年来，同步整流技术取得非常大进展，特别是在低压大电流正激式功率变换器中的应用。
本文分析了传统变换器的特点和存在的缺点，提出了一种新型RCD 箝位单端正激式变换电路，通过在整流电路中采用新的同步整流驱动技术，实现了变换效率的非常大提高。
传统的RCD箝位变换器图1电路是采用普通二极管或肖特基二极管作为整流器件的RCD正激变换器。
在整流电路中，普通二极管的正向导通压降大，一般在0.7~1.0V 之间。
对于低电压输出，二极管的整流损耗占整个变换器损耗的30％；肖特基二极管导通压降稍低，但也在0.3V左右，损耗约15％。
图2所示是采用功率MOSFET管取代二极管的变换电路。
功率MOSFET的特点是：导通电阻低，开关时间短，输入阻抗高。
目前用于同步整流的功率MOSFET的最低导通电阻为3~4.5mW，如果输出电流为10A，其正向导通压降仅为0.03~0.045V，输出电流50A，正向压降仅为0.15~0.225V，从而满足了低压大电流功率变换器的高效率需要。
对于图2单端正激式RCD箝位变换器，在一个完整周期里，总是存在一个死区时间，即图3中的Vs1(s)的t5~t6。
能看出，在t5~t6的时间段内，主开关管结电容电压为输入电压Vin，因此变压器输入为0，副边两个功率MOSFET管都没有驱动电压，不能导通。
一种新型谐振磁复位的单端正激变换器设计设计概要：
本文介绍了一种新型的谐振磁复位的单端正激变换器设计。
该设计采用谐振电感元件和磁复位电感元件，以提高能量转换效率和减少开关损耗。
基本设计原理：
该变换器由输入电源、开关管、电感元件、输出负载等组成。
其基本工作原理是通过开关管的开关控制，将输入电源的直流信号转换为高频的脉冲信号，通过谐振电感元件和磁复位电感元件，将能量传递给输出负载。
设计步骤：
1.根据输出负载的需求确定变换器的输入电压和输出电压。
2.选择合适的谐振电感元件和磁复位电感元件。
3.设计开关管的驱动电路，确保开关管能够正常工作，并根据需求控制开关频率。
4.设计谐振电感元件和磁复位电感元件的数值，以实现合适的谐振频率和磁复位效果。
5.进行模拟和实验测试，优化参数，提高能量转换效率和输出稳定性。
6.根据实际需求，设计过流保护和过温保护电路，确保变换器的安全性能。
结果与讨论：
通过实验测试，该设计能够有效提高能量转换效率，并减少开关损耗。
谐振电感元件和磁复位电感元件的使用，可以降低开关管的工作压力和温度，延长开关管的使用寿命。
结论：
本设计提供了一种新型的谐振磁复位的单端正激变换器设计，通过合理选择和设计电感元件，能够实现高效、稳定的能量转换，适用于各种场景的电源转换应用。
致谢本论文是在杨玉岗教授的悉心指导下完成的，没有杨老师的指导、鼓励及资金上的大力支持，论文是不可能顺利完成的。
师从三载，收获颇丰，感触亦深。
杨玉岗老师优秀的做人品质，严谨的治学态度，开拓创新的精神，高屋建瓴把握全局的能力，忘我的工作精神给学生树立起潜移默化的典范作用，这也是导师传授给学生最宝贵的财富。
在此，谨向我的导师致以深深的敬意。
感谢我的父母及亲友对我的支持和关心，没有他们的支持就没有我今天的成绩。
感谢实验室李洪珠老师、付才和吴季超等同级同学、师弟师妹们在学习和生活中对我的帮助和关心。
最后，感谢所有曾给予我关心、帮助、鼓励和支持的人，愿他们在学习、生活和工作中一帆风顺，心想事成。
摘要应用于煤矿井下的供电设备必须满足本安防爆的要求。
单端正激变换器具有外围电路简单，效率高、抗过载能力强、输入与输出隔离等优点，非常适于煤矿井下的危险性环境。
因此，对单端正激变换器的非爆炸本安特性研究具有重要的理论意义和实际使用价值。
首先，在研究单端正激变换器的工作原理及能量传输模式的基础上，推导出单端正激变换器输出纹波电压和峰值电感电流的计算公式，获得了电流断续和连续两种工作模式下的输出纹波电压和峰值电感电流与负载电阻、输入电压、电感之间的变化规律；其次，在分析单端正激变换器电感分断和输出短路放电特性的基础上，推导出整个动态范围内的最大输出短路释放能量计算公式，得出了本质安全特性的判断方法；再次，提出输出本质安全型单端正激变换器主电路和控制电路的设计方案，并进行了具体设计。
最后，利用Matlab 和Saber软件对上述研究成果进行了仿真，论证了理论分析的正确性和设计方法的可行性。
关键词：本安电源；单端正激变换器；输出本安特性；输出纹波电压；峰值电感电流AbstractElectrical equipments used in coal mine must meet explosion-proof requirements. For the single-ended forward converter has many advantages such as simple peripheral circuits, high efficiency, large over-load capacity, isolated input and output and so on, it is very suitable to be applied in underground coal mine. Therefore, it is important to research on intrinsic safety characteristics of single-ended forward converter.Firstly, the working principle and energy transmission mode of single-end forward converter were studied. The formulas of output ripple voltage and peak inductance current were derived. Both in discontinuous and continuous mode, the variation laws between output ripple voltage and peak inductance current and load, input voltage and inductance were obtained. Secondly, the inductance breaking characteristics and output short-circuit discharging characteristics were analyzed. The formula of maximum output short-circuit energy among the entire dynamic range was derived. The intrinsic safety criterion was obtained. Thirdly, the design schemes both main circuit and control circuit of output intrinsic safety type single-end forward converter were proposed, and a design example was given. Lastly, the simulation calculations were carried out with Matlab software and Saber software respectively. The simulation results showed that the theoretical research achievements are correct and design schemes are feasible.Key Words：intrinsic safety power source；single-end forward converter；output intrinsic safety characteristics；output ripple voltage；peak inductance current目录摘要 (I)Abstract (II)1 绪论 (1)1.1 课题研究背景及意义 (1)1.2 本质安全型单端正激变换器的研究现状及发展趋势 (1)1.2.1 正激变换器的研究现状 (1)1.2.2 本质安全型开关电源的研究现状 (3)1.2.3 本质安全型正激变换器的发展趋势 (3)1.3 本论文的主要研究内容 (4)2 本质安全型单端正激变换器静态特性研究 (5)2.1 单端正激变换器工作原理 (5)2.2 单端正激变换器的能量传输模式 (6)2.2.1 DCM模式下能量传输过程 (6)2.2.2 CCM模式下能量传输过程 (7)2.3 单端正激变换器的临界电感和临界电阻 (8)2.4 工作模式与输出纹波电压和峰值电感电流 (9)2.4.1 工作模式与输出纹波电压 (9)2.4.2 工作模式与峰值电感电流 (11)2.4.3 工作模式与输出纹波电压和峰值电感电流仿真研究 (12)2.5 最大输出纹波电压和峰值电感电流 (14)2.6 本章小结 (18)3 单端正激变换器的放电特性与本安判断 (19)3.1单端正激变换器的放电特性分析 (19)3.1.1 电路的放电形式 (19)3.1.2单端正激变换器的输出短路放电特性 (20)3.1.3 单端正激变换器电感分断放电特性 (21)3.2 本质安全判断方法 (23)3.3 单端正激变换器输出本安特性分析与判断 (24)3.3.1 单端正激变换器的输出短路释放能量 (24)3.3.2 正激变换器输出本质安全性能判断 (27)3.4 单端正激变换器的内部本安特性分析与判断 (28)3.5 本章小结 (30)4 本质安全型单端正激变换器的设计与仿真实验验证 (31)4.1 系统组成和电路拓扑结构 (31)4.2 满足输出本质安全要求的参数设计 (32)4.2.1 满足电气指标和输出本安特性的电感设计 (32)4.2.2 满足电气指标和输出本质安全特性的电容设计 (33)4.2.3 满足电气指标和输出本安特性的开关频率选取 (34)4.2.4 高频变压器设计 (35)4.2.5 功率器件的选取 (36)4.3 实例与仿真验证 (37)4.3.1 输出本质安全型单端正激变换器的设计 (38)4.3.2 控制电路设计 (42)4.3.3 过压、过流保护电路 (44)4.3.4 输出本质安全型正激变换器仿真验证 (46)4.4 本章小结 (49)结论 (50)参考文献 (51)附录A I类电容电路临界点燃曲线 (54)附录B I类电感电路临界点燃曲线 (55)作者简历 (56)学位论文原创性声明 (57)学位论文数据集 (58)1 绪论1.1 课题研究背景及意义随着煤矿现代化管理的需要和安全生产形势的日益严峻，大量的电子设备用于井下通信、环境检测和生产监控系统。
第1章Flyback正激变换器的工作原理1.1 引言有隔离变换器的DC/DC变换器按照铁芯磁化方式，可分为双端变换器(全桥、半桥、推挽等)和单端变换器(正激式、反激式等)。
和双端变换器比较，单端变换器线路简单、无功率管共导通问题、也不存在高频变换器单向偏磁和瞬间饱和问题，但由于高频变换器只工作在磁滞回线一侧，利用率低。
因此，它只适用于中小功率输出场合。
单端正激变换器是一个隔离开关变换器，隔离型变换器的一个根本特点是有一个用于隔离的高频变压器，所以可以用于高电压的场合。
由于引入了高频变压器极大的增加了变换器的种类，丰富了变换器的功能，也有效的扩大了变换器的使用范围。
单端正激变换器拓扑以其结构简单、工作可靠、成本低廉而被广泛应用于独立的离线式中小功率电源设计中。
在计算机、通讯、工业控制、仪器仪表、医疗设备等领域，这类电源具有广阔的市场需求。
当今，节能和环保已成为全球对耗能设备的基本要求。
所以，供电单元的效率和电磁兼容性自然成为开关电源的两项重要指标。
而传统的单端正激拓扑，由于其磁特性工作在第一象限，并且是硬开关工作模式，决定了该电路存在一些固有的缺陷：变压器体积大，损耗大；开关器件电压应力高，开关损耗大；dv/dt和di/dt大等。
为了克服这些缺陷，提出了有源钳位正激变换器拓扑，从根本上改变了单端正激变换器的运行特性，并且能够实现零电压软开关工作模式，从而大量地减少了开关器件和变压器的功耗，降低了dv /dt和di/dt，改善了电磁兼容性。
因此，有源钳位正激变换器拓扑迅速获得了广泛的应用。
本章主要介绍Flyback型有源箝位正激变换器的稳态工作原理与电路设计。
1.2 Flyback 型有源箝位正激变换器稳态工作原理有源箝位正激变换器由有源箝位支路和功率输出电路组成。
有源箝位支路由箝位开关和箝位电容串联组成，并联在主开关或变压器原边绕组两端。
利用箝位电容及开关管的输出电容与变压器绕组的激磁电感谐振，创造主开关和箝位开关的ZVS 工作条件，并在主开关关断期间，利用箝位电容的电压限制主开关两端的电压基本保持不变，从而避免了主开关过大的电压应力；另一方面，在正激变换器中采用有源箝位技术还可实现变压器铁芯的自动磁复位，并可以使激磁电流沿正负两个方向流动，使其工作在双向对称磁化状态，提高了铁芯的利用率。
单端正激变换器的工作原理01带隔离变压器（DC）-DC前面介绍了四种基本的非隔离DC-DC变换器结构，它们有一个共同点就是输入输出存在直接的（电气）连接，然而在实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，需要进行输入和输出的电气隔离。
在基本的非隔离DC-DC变换器(如Buck、Boost、Buck-Boost和Cuk变换器)中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC-DC变换器。
比如，Buck变换器可以派生出单端正激变换器、桥式变换器、电压型推挽变换器等; Boost变换器可以派生出（电流）型推挽变换器等; Buck-Boost变换器可以派生出单端反激变换器等。
在DC-DC变换器中，变压器的作用主要是隔离，一定情况下也能起到变压的作用。
应用在隔离DC-DC变换器中的变压器是高频变压器，（工作原理）与其他类型的隔离变换器不同，变压器铁芯必须加气隙。
关于变压器的设计，是一个重要又复杂的过程。
今天，我们主要来聊聊单端正激变换器，所谓的单端变换器，是指变压器磁通仅在单方向变换的变换器。
02单端正激(Forward Conver（te）r)单端正激变换器由Buck变换器派生而来。
如下图这是Buck变换器的拓扑图，在虚线位置插入一个隔离变压器，便可以得到单端正激变换器，如下图：当开关管T闭合时，工作状态如下图：根据图中的同名端表示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。
在Dc*Ts期间，电感电压为当开关管T关断时，工作状态如下图：变压器副边没有电流流过，负载电流经反并联（二极管）D2续流，在(1-Dc)*Ts期间，电感电压为负，电流线性下降uL=-Uo在稳态时，电感电压在一个周期内积分为零，因此得到由上式可见，单端正激变换器的电压增益与开关导通占空比成正比，这和Buck变换器类似，不同的是比后者多了一个变压器的变比。
在上边分析电压增益时考虑的是电感电压在一个周期内累积为零的关系，前面的分析中我们也有从电感电流或者电感磁通的角度出发，这三者的本质是一样的，都是电感磁芯中的磁通平衡。
单端正励变换器的建模及应用仿真按照输入与输出间是否有电气隔离，可分为非隔离DC/DC变换电路和带隔离变压器的隔离DC/DC变换电路。
根据电路中主功率开关器件的个数，分可为单管、双管和四管三类。
单管隔离：正激(Forward)和反激(Flyback)；双管隔离：推挽（Push-Pull）和半桥(Half-Bridge)；四管隔离：全桥（Full-Bridge）。
根据变压器的磁芯磁复位方法的不同，正激电路包含多种不同的拓扑结构。
在电路输入端接复位绕组是最基本的磁芯磁复位方法。
单端正励变换器的电路，如图1所示。
开关S采用PWM控制方式、VD1是输出整流二极管、VD2是续流二极管、L和C是输出滤波电感和滤波电容。
隔离变压器有三个绕组，原边绕组W1，匝数N1；副边绕组W2，匝数N2；复位绕组W3，匝数N3。
绕组中标有“•”的一端为同名端。
VD3是复位绕组W3的串连二极管。
图1单端正励变换器原理图图2开关S导通图3开关S 关断单端正励变换器工作原理分析正激电路在一个开关周期内经历开关导通、关断2个开关状态，如图2和图3所示。
对应于一个开关周期T 的两个时段：t 0~t 1和t 1~t 2。
① t 0~t 1时段在t =t 0时刻，开关S 受激励导通，变压器励磁，绕组W 1的电压u W1为上正下负，副边绕组W 2的电压也是上正下负，输出整流二极管VD 1导通，续流二极管VD 2截止，输出滤波电感L 电流i L 逐渐增长。
11W in d u N U dt Φ==(1) 22W d u N dt Φ= (2) 由（1）和（2）可得：221W in N u U N = (3)在这一时段，加在滤波电感L 上的电压为u W2-U o ，于是有221iL W o in o t d N u U L U U d N -==- (4)当t =t 1,Δt 1=t 1-t 0=t ∞时，i L 从最小值I Lmin ,i L 的增加量221in o W o L on N N U U u U i t DT L L +--∆== (5)式中，D=t on /T ,称为占空比；t on 为开关S 的导通时间。
正激变换器实际应用中，由于电压等级变换、安全、系统串并联等原因，开DC-变关电源的输入输出往往需要电气隔离。
在基本的非隔离DCDC-变换换器中加入变压器，就可以派生出带隔离变压器的DC 器。
例如，单端正激变换器就是有BUCK变换器派生出来的。
一工作原理1 单管正激变换器单端正激变换器是由BUCK变换器派生而来的。
图（a1）为BUCK 变换器的原理图，将开关管右边插入一个隔离变压器，就可以得到图（a2）的单端正激变换器图（a1）BUCK变换器图（a2）单端正激变换器BUCK 变换器工作原理：电路进入平恒以后，由电感单个周期内充放电量相等，由电感周期内充放电平恒可以得到：⎰==Tdt Lu T L U 001即：可得：单端正激变换器的工作原理和和BUCK 相似。
其工作状态如图如图（a3）所示：图（a3）单端正激变换器工作状态开关管Q 闭合。
如图所示，当开关管Q 闭合时的工作状态如图⎰⎰=--O NO Nt Tt o o i dt U dt U U 0)(ii ONo o o i OFFo ON o i DU U Tt U T D U DT U U t U t U U ==-=-=-)1()()(a4所示，图（a4）根据图中同名端所示，可以知道变压器副边也流过电流，D1导通，D2截止，电感电压为正，变压器副边的电流线性上升。
在此期间，电感电压为：O I L U U N N u -=12开关管Q 截止。
开关管截止时，变压器副边没有电流流过，副边电流经反并联二极管D2续流，在此期间，电感电压为负，电流线性下降:O L U U -=在稳定时，和BUCK 电路一样，电感电压在一个周期内积分为零，因此：()S O S I T D U DT U U N N ⨯-⨯=⨯⎪⎭⎫⎝⎛-1120 得：I O DU N N U 12=由此可见，单端正激变换器电压增益与开关导通占空比成正比，比BUCK电路只多了一个变压器的变化。
第2章有源箝位正激变换器的工作原理2.1 有源箝位正激变换器拓扑的选择单端正激变换器具有结构简单、工作可靠、成本低廉、输入输出电气隔离、易于多路输出等优点，因而被广泛应用在中小功率变换场合。
但是它有一个固有缺点：在主开关管关断期间，必须附加一个复位电路，以实现高频变压器的磁复位，防止变压器磁芯饱和[36]。
传统的磁复位技术包括采用第三个复位绕组技术、无损的LCD箝位技术以及RCD箝位技术。
这三种复位技术虽然都有(1)磁(3)(1)(2)高；(3)变压器磁芯双向对称磁化，工作在B-H回线的第一、三象限，因而有利于提高了磁芯的利用率；(4)有源箝位正激变换器的变压器原边上的电压是是有规律的方波，能够为副边同步整流管提供有效、简单的自驱动电压信号，因而大大降低了同步整流电路的复杂度。
图2-1 低边有源箝位电路Fig. 2-1 Low-Side a ctive c lamp c ircuit图2-2 高边有源箝位电路Fig.2-2High-Side a ctive c lamp c ircuit图2-1和图2-2是两种有源箝位正激变换器电路，这两种电路虽然看上去非常相似，但在工作细节的具体实现上还是存在着不少差别[40]。
本设计采用的是如图2-1所示的低边箝位电路。
在此对这两种电路的不同点做一个简要的分析。
(1)箝位电路的构成 如图2-1所示的有源箝位电路由一个P 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在主功率开关管的两端，一般称之为低边箝位电路。
如图2-2所示的有源箝位电路由一个N 沟道功率MOSFET 和一个箝位电容串联组成，并联在变压器的两端，称之为高边箝位电路。
这两种电路之所以选用的功率MOSFET 的沟道不同，主要是因为其内部体二极管的导通方向不同。
(2)所示的所示的(3) P 型管，本课题选用的是低边箝位电路，主要因为它的箝位开关管的驱动电路相对简单，不需要外加驱动变压器。
此外，许多半导体公司已经专门针对这种变换器开发出了一系列的P 沟道功率MOSFET ，因而在选取器件时已经没有了很大的限制。
单端正激变换器1、电路拓扑图2、电路原理其变压器T1起隔离和变压的作用，在输出端要加一个电感器Lo（续流电感）起能量的储存及传递作用，变压器初级需有复位绕组Nr（此点上我对一些参考书籍存疑，当然有是最好，实际应用中考虑到变压器脚位的问题）。
在实际使用中，我也发现此绕组也用RCD吸收电路取代亦可，如果芯片的辅助电源用反激供给则也可削去调整管的部分峰值电压（相当一部份复位绕组）。
输出回路需有一个整流二极管D1和一个续流二极管D2。
由于其变压器使用无气隙的磁芯，故其铜损较小，变压器温升较低。
并且其输出的纹波电压较小。
3、变压器计算一般来说高频变压器的设计可划分为以下六个步骤：a、选择磁芯材料和磁芯结构形式。
b、确定工作频率，工作最大磁感应强度Bm。
c、计算并初选磁芯型号。
d、计算并调整原、副边匝数。
e、计算并确定导线线径。
f、校核窗口面积和最大磁感应强度Bm。
现就这六个步骤来讨论单端正激式变压器的设计：★选择磁芯材料和磁芯结构形式高频变压器磁性材料选择的标准为高初始磁导率μi、低矫顽力Hc、高饱和磁感应强度Bs、低剩磁Br、高电阻率ρ和高居里温度点。
磁导率高，变压器工作时励磁电流就小；矫顽力低则磁滞损耗比较小；高饱和磁感应，低剩磁，变压器工作时磁通变化范围DB可以较大，相应减小了变压器体积；高电阻率，高频工作时涡流损耗比较小；高居里温度点，变压器工作温度可以相应提高，但以上各项要求不可能同时得到满足，不同的磁性材料存在其长处也必然存在不足，需视具体应用条件加以选择。
一次电源工作频率一般选择在60KHz～150KHz之间，二次电源产品工作频率一般选择在100KHz～400KHz之间，在这个频率范围，宜选用Mn-Zn铁氧体材料，目前二次电源常用的铁氧体材料包括TDK的PC30－PC40，Magnetics的P材料，PHILIP的3F3及899厂的R2KB2等。
磁芯结构形式的选择一是考虑能量传递，二是考虑几何尺寸的限制，三是考虑磁芯截面积和窗口面积的比例，多路输出变压器一般要求有较大的窗口面积，选择EE型、EI型或PQ型磁芯，可具有较大的窗口和良好的散热性，DC/DC模块电源可选用FEY型、FEE型、EUI型等，铃流变压器要求磁芯截面积比较大，可选用GU形磁芯；此外还应考虑变压器的安装，加工方便性，成本等，目前中、大功率通常选用GU 形磁芯，这种磁芯特点是有较大的截面积，漏磁很小，采用国产材料，成本低，但出线需手焊。
★确定工作频率，最大磁感应强度Bm考虑高温时饱和磁感应强度Bs会下降，同时为降低高频工作时磁芯损耗，工作最大磁感应在一般选择为2000～2500Gs，工作频率的选择可在设计变压器时进行反推，或先确定再进行调整，AC/DC工作频率一般选择在60KHz～150KHz之间；DC/DC工作频率可选择为100KHz～400KHz之间。
★计算并初选磁芯型号磁芯结构确定基础上，其型号选择可采用面积乘积法：对于正激式变压器：Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)(Ae：磁芯截面积，Vin：输入电压，Ton：导通时间，DB＝Bm－Br，Np为变压器原边匝数)。
Q=(I1×Np)/(Ku×j×2)(Q为窗口面积，I1、Np对应初级绕组电流和匝数，Ku为窗口系数，即铜线截面积之和与窗口面积比值。
一般Q可取0.3～0.35，j为导线电流密度可取8～15A/m2，上式中假定原边绕组占整个绕组截面积的1/2)Ae×Q=Po/(2×h×Ku×j×ΔB)根据输出功率P0，预测效率h，导通时间Ton和工作磁感应变化范围DB等参数可求出Ae和Q乘积，作为初选磁芯型号的依据，如果对磁芯选择比较有经验也可越过该步骤，直接进入下一步。
★计算并调整原副边匝数a、计算原边匝数：Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)b、计算副边匝数：N2=(V o+Vd+Io×R)/(D×Vin)(V0为输出电压，VD为输出整流二极管压降，Io×R为线路压降，Vin为直流输入电压,D为占空比)c、副边电流有效值：I2=Io×sqr(D)d、原边电流有效值：I1＝（I2×N2/Np）×(1+5%) (取励磁电流为原边电流5％)根据电流有效值和导线选择经验，同时考虑高频工作时导线的集肤效应，当电流较大时，采用多股并绕，每股线径不得大于2倍穿透深度，漆包线的线径和股数可适当调整，使线包每一层能正好绕满，若计算出的原、副边匝数非整数，可选择匝数较小的一方取整，再根据匝比推算其他绕组匝数。
★校核窗口和最大磁感应根据公式Ku=Ae/Q 校核窗口，窗口系数Ku约为0.3～0.35。
如果在计算副边取整过程中调整了匝数，应由公式Np=(Vin×Ton)/(ΔB×Ae)校核最大磁感应，最大磁感应在3000Gs以内，如果有条件，最好试绕一个变压器，进行实验,然后根据最低输入电压和最大载时的开关波形来进行反推（这种方法最有效，当然也最危险，毕竟你还未完全调试出来时可能会炸机的噢！最好有一块可记忆的示波器和一个同事在旁！你以为做什么？呵呵~~当然是即时地给你送到医院啦！！）。
4、输出电感设计输出滤波电感设计的基本要求是满足电感量，保证流过最大电流时磁芯不会饱和，窗口要绕得下。
单端正激式电路输出电感设计可分为以下几个步骤。
a、确定电感量并初选磁芯型号。
b、确定电感峰值电流。
c、确定线圈匝数和气隙。
d、确定导线线径。
e、校核窗口和最大磁感应。
★确定电感量并初选磁芯型号首先通过电路设计确定输出滤波电感值，滤波电感值取大一些可减小初、次级电流峰值，减小输出纹波噪声，但电感量的增加受到电感体积、尺寸的限制，同时电感过大会造成系统时间常数大，给控制带来问题，电流上升斜率太小，采用电流控制型方案时还容易出现次谐波振荡问题，因此电感量值的选取应综合考虑以上因素。
选定电感值后，根据电感最大贮能值0.5×L×I×I，依据经验或磁芯厂家提供的速查图表，初选一磁芯型号代入以后步骤进行计算。
★确定电感峰值电流Imax=Io+2×V o×Toff/L(Toff为关断时间)★确定线圈匝数和气隙由于电感电流中存在较大的直流分量，当选用铁氧体磁芯时，一定要加入气隙，可在实际调试中去调整气隙的大小；也可考虑使用FeSiAl材料或P.P.M材料的磁环（呵呵~~可别以为我出馊主意噢！效果会好多了，不过会使电源更值钱些罢了！！！）。
一般输出滤波电感最大磁感应强度可取为3000Gs左右，选定Bm后联解以上两式可求出匝数N和气隙长度d。
匝数N应进行取整，当匝数少电流大时，应尽量避免取半匝的情况。
★计算并确定导线线径确定匝数后，根据电流有效值选取导线线径，电流较大时，仍需采用多股并绕，但由于电感电流中交流成份比较小，集肤效应不明显，必要时可选用较粗的导线绕制。
★校核窗口和最大磁感应电感设计完成后，可在实验中进一步调整气隙，以达到最佳的电感量和工作磁通。
二极管的特性与应用几乎在所有的电子电路中，都要用到半导体二极管，它在许多的电路中起着重要的作用，它是诞生最早的半导体器件之一，其应用也非常广泛。
二极管的工作原理晶体二极管为一个由p型半导体和n型半导体形成的p-n结，在其界面处两侧形成空间电荷层，并建有自建电场。
当不存在外加电压时，由于p-n 结两边载流子浓度差引起的扩散电流和自建电场引起的漂移电流相等而处于电平衡状态。
当外界有正向电压偏置时，外界电场和自建电场的互相抑消作用使载流子的扩散电流增加引起了正向电流。
当外界有反向电压偏置时，外界电场和自建电场进一步加强，形成在一定反向电压范围内与反向偏置电压值无关的反向饱和电流I0。
当外加的反向电压高到一定程度时，p-n结空间电荷层中的电场强度达到临界值产生载流子的倍增过程，产生大量电子空穴对，产生了数值很大的反向击穿电流，称为二极管的击穿现象。
二极管的类型二极管种类有很多，按照所用的半导体材料，可分为锗二极管（Ge管）和硅二极管（Si管）。
根据其不同用途，可分为检波二极管、整流二极管、稳压二极管、开关二极管等。
按照管芯结构，又可分为点接触型二极管、面接触型二极管及平面型二极管。
点接触型二极管是用一根很细的金属丝压在光洁的半导体晶片表面，通以脉冲电流，使触丝一端与晶片牢固地烧结在一起，形成一个“PN结”。
由于是点接触，只允许通过较小的电流（不超过几十毫安），适用于高频小电流电路，如收音机的检波等。
面接触型二极管的“PN结”面积较大，允许通过较大的电流（几安到几十安），主要用于把交流电变换成直流电的“整流”电路中。
平面型二极管是一种特制的硅二极管，它不仅能通过较大的电流，而且性能稳定可靠，多用于开关、脉冲及高频电路中。
二极管的导电特性二极管最重要的特性就是单方向导电性。
在电路中，电流只能从二极管的正极流入，负极流出。
下面通过简单的实验说明二极管的正向特性和反向特性。
1. 正向特性在电子电路中，将二极管的正极接在高电位端，负极接在低电位端，二极管就会导通，这种连接方式，称为正向偏置。
必须说明，当加在二极管两端的正向电压很小时，二极管仍然不能导通，流过二极管的正向电流十分微弱。
只有当正向电压达到某一数值（这一数值称为“门槛电压”，锗管约为0.2V，硅管约为0.6V）以后，二极管才能直正导通。
导通后二极管两端的电压基本上保持不变（锗管约为0.3V，硅管约为0.7V），称为二极管的“正向压降”。
2、反向特性在电子电路中，二极管的正极接在低电位端，负极接在高电位端，此时二极管中几乎没有电流流过，此时二极管处于截止状态，这种连接方式，称为反向偏置。
二极管处于反向偏置时，仍然会有微弱的反向电流流过二极管，称为漏电流。
当二极管两端的反向电压增大到某一数值，反向电流会急剧增大，二极管将失去单方向导电特性，这种状态称为二极管的击穿。
二极管的主要参数用来表示二极管的性能好坏和适用范围的技术指标，称为二极管的参数。
不同类型的二极管有不同的特性参数。
对初学者而言，必须了解以下几个主要参数：1、额定正向工作电流是指二极管长期连续工作时允许通过的最大正向电流值。
因为电流通过管子时会使管芯发热，温度上升，温度超过容许限度（硅管为140左右，锗管为90左右）时，就会使管芯过热而损坏。
所以，二极管使用中不要超过二极管额定正向工作电流值。
例如，常用的IN4001－4007型锗二极管的额定正向工作电流为1A。
2、最高反向工作电压加在二极管两端的反向电压高到一定值时，会将管子击穿，失去单向导电能力。
为了保证使用安全，规定了最高反向工作电压值。
