3.7 GHz宽带CMOS LC VCO的设计

LC VCO电路设计及实测结果分析随着无线通信事业的飞速发展，产生了多种通信技术标准，诸如Bluetooth，GSM，WiFi，ZigBee等，通信频率也从数百兆赫到数千兆赫不等。

从应用成本和性能角度来看，由于调谐范围宽、可靠性高的射频（RF）芯片具有广泛的使用价值，所以是当前无线通信系统的设计热点之一。

而作为无线RF收发芯片的核心部件的压控振荡器（VCO），其性能好坏直接关系着RF芯片的质量。

因此，多标准的通信技术对VCO提出高性能要求：获得更宽的调谐范围和更低的相位噪声（Nphase）。

文献［1］介绍了一种增益可调节的CMOS LC VCO，但调节范围只有4.39～5.26 GHz，功耗为9.7 mW，在1 MHz偏频处Nphase为-113.7 dBc／Hz。

文献［2］设计了一种采用正交耦合结构的CMOS VCO，其调谐范围也仅为3.*.9 GHz，功耗为8 mW，在1 MHz偏频处Nphase为-114 dBc／Hz。

为了解决上述文献带宽较窄、Nphase值偏高的缺陷，特设计了一款0.35m SiGe BiCMOS差分LC VCO。

1 LC VCO电路设计1.1 低Nphase值VCO的设计方案Nphase值是VCO电路的一项重要性能指标，通常定义为给定频率处1 Hz带宽内的噪声信号功率与输出信号总功率之比。

在实际分析时常使用经典的D．B．Leeson的相位噪声L（）计算式式中：F为经验系数，不同的工艺有相应的取值范围；k为玻尔兹曼常数；T为Kelvin温度；Ps为信号功率；为偏离频率，1／f3为振荡器中有源器件的闪烁噪声角频率；0为振荡信号角频率；QL为LC谐振腔品质因数。

Nphase主要由热噪声（thermal noise）和闪烁噪声（flicker noise）组成，闪烁噪声与VCO信号波形的对称性有关，可通过设计信号摆幅对称的VCO来改善闪烁噪声，以减少对Nphase的影响，采用差分结构可使得输出波形完全对称。

数字电视调谐器中低噪声LC VCO的设计
李壤中;孙文;吴建辉
【期刊名称】《固体电子学研究与进展》
【年(卷),期】2008(0)1
【摘要】给出了基于0.25μm CMOS工艺的数字电视调谐芯片中宽带低噪声LC VCO的设计,通过对VCO谐振网络的优化设计,显著抑制了flick噪声对相位噪声的影响,使三个波段的VCO的相位噪声有了明显改善,文中重点讨论了中波段VCO谐振网络的设计方法并给出中波段的相位噪声的仿真和测试结果。

结果显示在中波段偏移中心频率10k处的相噪能改善5~10dBc,整个中波段相位噪声低于-
85dBc/Hz@10kHz,频率覆盖190~530MHz。

【总页数】5页(P119-123)
【关键词】互补金属氧化物半导体;压控振荡器;谐振网络;相位噪声
【作者】李壤中;孙文;吴建辉
【作者单位】东南大学国家专用集成电路系统工程技术研究中心
【正文语种】中文
【中图分类】TN949.197
【相关文献】
1.移动数字电视调谐器中低噪声模拟滤波器的设计 [J], 戚建烨;王小力;王守军
2.移动数字电视调谐器中的LC VCO设计 [J], 李方硕; 杨拥军; 文光俊
3.单片CMOS UHF RFID阅读器中低噪声LC VCO的设计 [J], 何伟;徐萍;张润曦;
张勇;李彬;陈子晏;马和良;赖宗声
4.应用于UHF RFID阅读器中低相位噪声LC VCO设计 [J], 程知群;周云芳;傅开红;李进;周霄鹏
5.用于数字电视调谐器的宽带CMOS VCO设计 [J], 宋莹莹;孙文;唐守龙;吴建辉因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

基于O.18μm CMOS 工艺的宽带LCVCO 设计
通常衡量VCO 的指标有：自振频率、振荡范围、输出幅度，相噪．功耗等。

一般采用优值FOM(Figure of Merit)来评价VCO 的优劣：
其中：f0 是自振频率，△f 为频偏．L(△f)是频偏△f，处的相噪。

P 为直流
功耗
2 宽带LCVCO 设计实现本文目标是设计一个覆盖1.1 GHz～2．1 GHz 频段的CMOS LCVCO 电路。

覆盖范围包括如表l 所示的各标准协议频段。

使LCVCO 获得大调谐范围的方法之一是增大容抗管的Cmax／Cmin，但这会增
大VCO 的压控增益KCCO。

，致使相噪恶化。

为了解决这个矛盾，通常采用开关电容阵列(DC-CA)把频带分为若干子频带，通过开关电容的接人与断开来实
现子频带之间的切换，子频带内则由容抗管的调谐来实现覆盖，其结构图如图3。

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基于电流折叠技术的ＣＭＯＳ全差分ＶＣＯ设计作者：康香英徐卫林来源：《现代电子技术》2009年第10期摘要:针对目前通信系统应用上对压控振荡器的片上集成、宽调谐、调幅、启动特性和功耗等提出的综合性要求,分析和设计了一种压控调频调幅振荡器,其延迟单元采用全差分结构,以消除共模噪声和增加延迟控制的灵活性;并利用交叉耦合的差分负阻和电流折叠的正反馈技术进行频率调谐,使之在宽频范围内具有常数振荡幅度。

采用0.5 μm CMOS工艺进行Spice仿真,结果表明振荡器具有34~197 MHz的宽调谐范围,并能保持常数振荡幅度,功耗仅10 mW,启动时间仅52 ns。

系统还能在0.5~2.0 V范围内进行良好的线性调幅。

关键词:电流折叠;负阻交叉耦合晶体管对;自动振幅控制;全差分压控振荡器中图分类号:TN402文献标识码:B文章编号:1004-373X(2009)10-011-02Design of CMOS Full Differential VCO Based on Current Fold TechniqueKANG Xiangying1,XU Weilin2(1.Xianggang Yixing Refractory Co.Ltd.,Xiangtan,411102,China;2.Institute of Microelectronics and Information Technology,WuhanUniversity,Wuhan,430072,China)Abstract:On-chip VCO with comprehensive target,such as wide tuning,amplitude adjusting,good start up time and lower power,is required in current communication system.A frequency and amplitude adjusting VCO is designed and analyzed.Full differential configuration is used to avoid common mode noise and achieve controlling flexibility of delay cells.Negative resistance differential complementary cross-coupled pair and regenerative feedback technique with current fold are applied to adjust frequency with constant amplitude in large range.Under 0.5 μm CMOS process,Simulation results in SPICE indicate that the VCO proposed behaves in wide linear tuning between 34~197 MHz with constant amplitude,10 mW power dissipation and 52 ns start up time.It also has good linear amplitude adjusting between 0.5~2.0 V.Keywords:current fold;negative resistance complementary cross-coupled pair;automatic amplitude control;fully differential VCO射频振荡器是仪器仪表、自动控制和通信系统等领域广泛使用的基本模块,是构成时钟恢复、频率合成等系统的核心电路[1,2]。

差分LC VCO的设计方法第28卷第4期2005年12月电子器件ChineseJournalofElectronDevicesV o1.28No.4Dec.2005DesignMethodinOptimizationDifferentialLCVCOMANJia—han,ZHAoKUn (InstituteofMicroelectronicofChineseAcademyofSciences,Beijing100029,China) Abstract:AnanalysisoftWOfamousoscillatorphase—noisemodulesderivestherelationsbetweenphase—noiseandcircuitparameters.Andhence,adesignstrategytooptimizethephasenoiseofVCO, suchasdesigninghighQinductor,adjustingtailcurrentandsizingthedimensionsofnMOSandpMO S,ispre—sented.Attheendofthispaper.a2.4GHzfullyintegratedVCOdesignismentioned.Thesimul ationre—sultdescribesthatthephasenoiseoftheVCOis一120.4dBc/*********************************methodiSvalid.Keywords:integratedLCVCO;noise;phasenoise;phase—lockedloopEEACC:2220;1220差分LCVCO的设计方法满家汉,赵坤(中国科学院微电子研究所,北京100029)摘要:通过分析振荡器的两种典型相位噪声模型,给出了振荡器相位噪声与电路参数的关系.在此基础上,提出了优化VCO相位噪声的设计方法:设计高Q值电感;调整尾电流的大小;调整nMOS管和pMOS管的尺寸.文章最后给出了一个2.4GHz全集成VCO的设计,仿真结果表明在2.4GHz时VCO的相位噪声为一120.4dBc/Hz@600kHz,证明该方法对于VCO的设计具有较好的指导作用.关键词:集成LC压控振荡器;噪声;相位噪声;锁相环中图分类号:TN75文献标识码:A文章编号:1005—9490(2005)04—0809—04近年来,无线通讯技术的迅速发展和无线通讯市场的不断扩大使得射频IC的设计成为微电子领域中的热点.作为射频IC的关键组成部分,压控振荡器(VCO)的设计自然成为了研究的热点,尤其是如何利用CMOS工艺设计实现高性能的集成VCO.相关的研究工作一直在不断进行,近十年来出现了大量的相关文章.其内容包括:片上电感的设计[引,片上可变电容的设计.],设计集成VCOc和振荡器噪声模型分析It-9]等.上述文章大多关注具体的设计问题,对于设计方法的研究则略显不足.本文通过分析振荡器的噪声模型和振荡器内部的非线性因素,结合仿真结果,给出差分集成LCVCO的一种设计方法.1LC振荡器噪声模型的分析振荡器的噪声模型对于振荡器的设计有很大的指导作用.到目前为止,对于振荡器的噪声机理已经进行了大量的研究.在这些噪声模型中,Leeson模型[7],Razavi模型[8和Hajimiri模型[9]是三个比较着名的噪声模型.由于Razavi模型是针对无电感振荡器提出的,因此本文主要讨论Leeson模型和Ha一收稿日期:2005—03—14作者简介:满家汉(1976一),男,河北省深县人,硕士研究生,研究方向为频率综合器的设计,man—****************;赵坤(1977一),男(汉族),河南省安阳人.博士研究生,研究方向为频率综合器的设计和建模.810电子器件第28卷jimiri模型.1.1Leeson模型Leeson模型是一个非常着名的相位噪声模型.考虑图1所示的LC振荡器的等效电路,其中是iX/Af回路中电阻的等效噪声源.,lfl无噪声负tgI'tl卞;中—Ra图lLC振荡嚣的等效电路当电路处于稳定的振荡状态时,整个谐振回路的阻抗为:z[j((U.+A~o)]一一jR'tOo(1)根据振荡器相位噪声的定义,可以得到相位噪声的表达式:cu一1一()由于等式(2)并不能反映1/尸噪声,因此需要修正,得到等式(3)El0]:L(A~o一(+百2FkT).[+(~00㈣其中:a是由闪烁噪声水平决定的一个常数,是过噪声因子.由于没有给出如何减小a和F的具体方法,因此Leeson模型对于设计振荡器的指导作用相对有限.?1.2Hajimiri模型Leeson模型所存在的不足主要源于建模时所假设的条件:即振荡器是LTI系统,这个假设跟实际情况不相符.Hajimiri模型则是建立在时变系统的基础上,因此从最终的结果来看,Hajimiri模型可以更好地反映振荡器相位噪声与电路的关系.Hajimiri模型认为系统是时变的,振荡器的相位噪声来源于噪声的注入.考虑图2所示的LC谐振回路,其中(f)是噪声源.噪声源会随机地在谐振回路中注入噪声,从而改变振荡器的幅度和相位.根据噪声注入时间的不同,噪声对于幅度和相位的作用也不同.如图2(a)所示,当噪声在振幅达到最大值时注入,只改变信号的振幅;如图2(b)所示,当噪声在信号过零点时注入,则只改变信号的相位.对于振荡器来说,在噪声注入时,幅度响应和相位响应存在着很大的不同.由于稳定的振荡器存在着一种限幅机制[9],因此噪声引起的幅度的变化会不断衰减;而噪声所引起的相位变化则保持不变.振荡器对于上述两种情况的响应如图3所示.其中h(￡,r)和h(￡,r)和分别是相位和幅度的冲击响应函数.图2噪声注入对于输出信号的影响圉3振荡器的相位响应和幅度响应由于限幅机制的存在,在实际分析噪声时不再考虑注入电流对幅度的影响,只考虑电流对相位的影响.Hajimiri模型的另一个假设是系统为线性.表面上看,这与振荡器是一个非线性系统相矛盾的现象.实际上,Hajimiri模型真正关心的是注入电流与相位变化之间是否存在线性关系,而并非关心整个系统是否为线性系统.根据文献Eg]的仿真结果,可以验证注入电流与相位变化之间为线性关系.因此前面给出的线性假设是可以被保证的.根据前面的分析可知,振荡器相位的冲击响应是在时刻r发生的阶跃,其表达式如下:矗.(￡,r)一—F(o—J0r)"(￡一r)(4)q一其中:r(z)被称为冲击敏感性函数(ISF).它是一个无量纲,且与频率和幅度无关的周期函数,其周期为2n.q是谐振回路中电容上最大的电荷变化量.根据上面分析,可以得到相位变化的表达式:r∞1r∞6t)一lh(￡,r)(r)dr一二lr((Uor)i(r)drJ一∞qrilttIJ一∞(5)利用傅立叶展开将ISF函数展开,可表示为:r(r)一Co+∑CnCOS((Uor+)(6)—n=—l由等式(5)和(6)可以看出,噪声经过不同的系数C的加权并求和,最后可以得到噪声对于振荡器输出的相位影响.振荡器的输出可以表示为A?COS[cU￡+(￡)],由此可以得到振荡器的相位噪声表达第4期满家汉,赵坤:差分LCVCO的设计方法8ll式:CMOS工乙.患?㈩振荡器的1/尸噪声是由低频的闪烁噪声引起的,用闪烁噪声替代等式(7)中的噪声源,可以得到1/尸区域的相位噪声表达式:熹?一差??c~l/j8图5差分LCVCO的电路原理图图4表示噪声转化为输出信号的相位变化及相3.I片上电感的设计位噪声的过程..:2LCVCO设计的基本原则根据图1所示的振荡器等效电路和前面的定义,可以得到如下关系:Vk—Ibia,/gnk(9)g:C,an]~Vk—Ck坚≈I—bias—QL(10)根据文献[12]的分析,当满足振荡条件时,大部分噪声来自于MOS管,可以近似得到下式::/△/≈_砉-?4kTY(gd.+gpd.)(11)g~,uC.()将等式(11)(12)代人等式(7),近似得到关系:.【一VmJ(13)根据上面分析可以得到以下结论:①增大尾电流(即增大幅度),可以显着的改善相位噪声.②增大QL值,可以改善相位噪声.③减小MOS管的宽,可以改善1/尸噪声.MOS器件的闪烁噪声的表达式如下n]:=g.cWCo~WL(14):==——g-吣∞l4'其中:K是一个与工艺有关的常量由上式可以看出,减小MOS管的宽可以使闪烁噪声下降,从而使1/尸噪声下降.3LCVCo的设计流程由于采用互补结构的差分LCVCO具有较好的相噪特性,因此本文选取图5所示的结构作为分析的对象.差分LCVCO的设计采用0.25m1P5M电感的大小会影响其它电路参数的取值,因此必须先确定电感的数值.片上电感的数值完全由物理尺寸决定.调整片上电感的尺寸(包括内径,圈数, 线宽,线间距和厚度)使其达到所需的电感值.在调整这些物理尺寸时,需要注意以下两种效应:①电流的趋肤效应;②涡漩电流效应.根据趋肤效应,高频电流只从一定厚度的表层金属流过.等式(15)给出了频率与所需金属厚度的关系(式中:是金属的电导率):一√(15)金属过厚,并不能有效的提高电感的Q值.根据涡漩电流效应,片上电感需要做成中空的,以减少损耗.在实际设计时,可以利用电感设计工具A—SITIC[2计算不同电感的电感值和Q值.由于电感的Q值在很大程度上影响了VCO的相位噪声特性,因此需要仔细设计,使其在VCO的中心频率处达到最大Q值.3.2可变电容的设计在当前CMOS工艺条件下,主要利用PN结和变容MOS管实现可变电容.PN结可变电容的调节范围较小,而变容MOS管的调节范围较大.在具体设计中,根据可变电容的变化范围来确定变容器件的实现方法.根据中心频率,电感值和频率调节范围,利用下面的不等式确定可变电容的变化范围.1Ck.≤—(16)btankcumx1Ck.≥—(17)ntankcu商"3.3尾电流的设计根据前面的分析,增大尾电流可以增加输出信号的摆幅,减小振荡器的相位噪声.但实际上由于受到电源的限制,输出幅度不可能一直保持线性增大. 根据文献[12],振荡器的幅度变化范围存在两个区域:电流受限区域和电压受限区域.当输出摆幅较小时,输出摆幅与尾电流呈线性关系;当输出摆幅足够大时,输出幅度的增长受到电源电压和MOS管的812电子器件第28卷影响而被限制.当电源电压为2.5V时,通过仿真得到输出幅度和相位噪声随尾电流的变化关系,分别如图6和图7所示.之馨班邕掣-Iu.1曲.】设銎-I蔓'I.1-l图6输出幅度与尾电流的关系图7相住噪声和尾电流的关系由图6和图7可以看出,当处于电流受限区域时,相位噪声随着尾电流的增加而迅速改善;当处于电压受限区域时,尾电流的增加对于相位噪声的改善不明显.这主要有两个原因:①进入电压受限区域后,信号增大的幅度有限;②过大的尾电流导致噪声的增加.另外,过大的输出幅度会使提供尾电流的MOS管进入线性区,这时电流源会失去对电源噪声的隔离作用,从而使VCO的噪声特性进一步恶化.综合考虑相位噪声,功耗和电源噪声这些因素,在设计VCO时尾电流并非越大越好.根据图6和图7的仿真结果,在本设计中,当尾电流值为3mA～4 ITIA时,VCO达到最佳性能.3.4MOS管的设计图5所示的差分LCVCO的振荡条件是:g一gk(18)考虑振荡器的启振条件,必须满足下面的不等式:g≥ag础(19)其中系数a一般取2到3.为了确保电路可以正常工作,g必须足够大.但是根据前面的分析,当g增大时,噪声也会随之变大.在设计时必须对MOS管尺寸的选择进行权衡.4LCVCO的设计本文的设计目标是实现一个2.4OHz的集成LCVCO.设计采用0.25mCMOS工艺,电源电压为2.5V.根据上面的分析,权衡功耗和相位噪声指标,选择尾电流为4mA.图8为最终的版图.提取版图寄生参数进行后仿真,得到以下(表1)的结果:裹12.4GHzVCO后仿真结果相位噪声一120.4dBe/Hz@600kHz振荡频率2.4GHz功耗i0.5mW5小结本文通过分析振荡器的噪声模型,给出了振荡图8VCO版图器相位噪声与电路参数之间的关系.在此基础上提出了一种有效的设计方法,简化了VCO的设计.最后利用文章中提出的方法,设计出一个具有较高性能的2.4GHz集成LCVCO.参考文献:[1]CraninckxJandSteyaertM.A1.8-GHzlow--phase—noise CMOSVCOusingoptimizedhollowspiralinductors[J].IEEE JSolid—StateCircuits.Mayl997.32t736-744.[2]Niknejad.Analysis,Simulation,andApplicationsofPassive DevicesonConductiveSubstractes[,D].PhDthesis.Universi—tyofCaliforniaatBerkeley,2000.[3]MagetJ,TieboutM,KrausR,MOSV aractorsWithn?andp-TypeGatesandTheirInfluenceonanLC—VCOinDigital CMOS[J].IEEEJSolid—StateCircuits,July2000,38:l139一ll47.[4]AndreaniPtMattissonStOntheUseofMOSV aractorsin RFVCO's[J].IEEEJ.Solid—StateCircuits,June2000,35: 905—9l0.[5]HungCandKennethKO,Apackaged1.卜GHzCMOSVCO withphasenoiseof126dBe/Hzata600-kHzoffset[J]. IEEEJ.Solid—StateCircuits.Jan.2000,35:i00—103.[6]BernyAD,NiknejadAMandMeyerRG,AWideband Low—Phase—NoiseCMOSVCO[c].In:IEEECustomInte—gratedCircuitsconference.pp.555—558,2003.[7]LeesonDB,Asimplemodeloffeedbackoscillatornoises spectrum[,J].Pro=.IEEE,Feb.1966,54:329—330.[8]RazaviB,AstudyofphasenoiseinCMOSoscillators[J]. IEEEJSolid—StateCircuits,Mar.1996,31:331—343.[9]HajimiriAandLeeTH,Ageneraltheoryofphasenoisein electricaloscillators[,J].IEEEJ.Solid——StateCircuits.Feb. 1998,33:l79一l94.[io3DaiL,HarjaniR,DesignofHigh—performanceCMOSV olt—age—controlledOscillatorsI'M].KluwerAcademicPublish—ers,2003.[u]RazaviB,DesignofAnalogCMOSIntegratedCircuit[M]. McGraw—HillCo..2001.D2]HamD,HajimiriA.ConceptsandMethodsinOptimization ofIntegratedLCVCOs[J].IEEEJ.Solid—StateCircuits,June2001,36:896—908.。

设计应用技术Telecom Power Technology g tanknk p11.92R ≈ （5）起振的判决条件公式为 mn mptank 2g g g γ+≥ （6）式中：g mn 为NMOS 的跨导值；g mp 为PMOS 的跨导值；γ为保证起振正常的起振因子，通常取3。

因此，在设计中NMOS 和PMOS 管的跨导都取g mn =g mp = 5.76 mS 。

3　测试分析与讨论文章基于SMIC 40 nm 对LC-VCO 进行设计，通过版图绘制以及后仿真的优化测试可知。

本文设计的VCO 版图如图3所示，大小约为0.089 mm 2，整体功耗为1.155 mW 。

图3　VCO 版图控制电压U ctrl 在200～900 mV 时，中心频率下的调谐曲线如图4所示。

由图4可知，传统的可变电容电路所得到的调谐增益K vco 变化较大，对于控制电压的利用率不高，而优化后的调谐曲线较为线性，避免了VCO 调谐线性度较差后产生的锁相环不稳定现象，使其在整个频带中波动较小，与设计的目标相一致。

TT 工艺角（表示NMOS 和PMOS 都是Typical 型）下，25 ℃时，后仿真的64条调谐曲线如图5所示。

相邻2条曲线有一定的交叠，避免了输出的频谱出现断点，同时让工作频率覆盖在4.08～5.62 GHz ，保证了中心频率在4.85 GHz 附近，使整个频率的调谐范围占比为31.75%。

控制电压/mV优化后的调谐曲线初始的调谐曲线200.04.714.724.734.744.754.764.774.78频率/G H z4.794.804.81250.0300.0350.0400.0450.0500.0550.0600.0650.0700.0750.0800.0850.0900.0图4　调谐曲线的比较控制电压/mV5.62 GHz4.08 GHz频率/G H z200.04.04.14.24.34.44.54.64.74.84.95.05.15.25.35.45.55.65.7300.0400.0500.0600.0700.0800.0900.0图5　64条频率调谐曲线VCO 的相位噪声PVT 测试结果如图6所示，在1 MHz 频率偏移处，在TT 工艺角下，25℃常温时，该相位噪声为-116.46 dBc/Hz ，较前仿所测得的相位噪声有所下降，主要原因是后仿带来的寄生电容的不确定性。

基于标准CMOS工艺压控振荡器（VCO）设计作者：南志坚刘鸿旗来源：《科技资讯》2014年第02期摘要：近年来随着无线通信系统的迅猛发展和CMOS工艺的不断进步，对CMOS 无线射频收发机要求越来越高。

低成本、小型化、宽频带、低噪声、更高的工作频段是未来射频收发机设计所要努力的方向。

压控振荡器（voltage-controlled oscillator， VCO）作为频率综合器的关键组成部分，对频率综合器的频率覆盖范围、相位噪声、功耗等重要性能都有直接影响，文章经过对VCO性能参数的分析，介绍了一些压控振荡器性能优化方法。

关键词：振荡器施密特触发器环形振荡器 CSA中图分类号：TD61 文献标识码：A 文章编号：1672-3791（2014）01（b）-0123-02压控振荡器（voltage-controlled oscillator， VCO）是一种以电压输入来控制振荡频率的电子振荡电路，是现代无线电通信系统的重要组成部分。

在当今集成电路向尺寸更小、频率更高、功耗更少、价格更低发展的趋势下，应用标准工艺设计生产高性能的压控振荡器已是射频集成电路中的一个重要课题。

尤其在通信系统电路中，压控振荡器（VCO）是其关键部件，可以毫不夸张地说在电子通信技术领域，VCO几乎与电流源和运放具有同等重要地位。

1 压控振荡器（VCO）原理1.1 概述压控振荡器是在振荡器的基础上引入控制端，实现电压控制振荡频率的功能。

振荡器是通过自激方式把直流电能变换为交流电能的一种电子线路。

构成VCO的第一步，是实现一个振荡器，然后添加一个中间级使输入电压可以控制振荡频率（但在有些情况，控制信号可能为电流）。

人们通常把压控振荡器称为调频器，用以产生调频信号。

1.2 压控振荡器基本架构和原理压控振荡器主要有环形振荡器和负阻型振荡器两种结构，环形振荡器具有线性度好，功耗小，成本低，易于集成，调节范围宽，结构简单易于实现等优点，因此在时钟类型的应用和低中频通信系统中得到了广泛的应用。

带自适应体偏置的宽带LC VCO自动幅度控制策略周功孩;曾亦可;张科峰;赵阳【摘要】为了优化宽带LC型压控振荡器(LC VCOs)相位噪声性能,提出一种自动幅度控制策略.该策略结合了自适应体偏置和数字校准.当VCO开始工作时,自适应体偏置技术使VCO在不同的工艺角、电压和温度(PVT)情况下快速起振.当谐振频率变化时,在自适应体偏置和数字校准的作用下,VCO的谐振幅度被控制在最优值附近,达到优化相位噪声的目的.在TSMC 0.18 μm CMOS工艺中,覆盖频率范围为1.6～3.2 GHz的宽带LC VCO用来验证该幅度控制策略的可行性.基于SpectreRF的仿真结果表明LC VCO的幅度变化率降低90％,且在3.2 GHz谐振频率,10 kHz频率偏移处的相位噪声改善8.2 dB.%In order to optimize the phase noise of the wideband LC voltage controlled oscillators (LC VCOS), a strategy of automatic amplitude control is proposed. The strategy combines adaptive body-bias technique with digital calibration. When VCO works, the adaptive body-biased technique ensures the VCO oscillating as soon as possible regardless of PVT variations. When oscillation frequency is changed, by using of the adaptive body-biased technique and the digital calibration, amplitude of wideband VCO could be adjusted to the level of optimal value for phase noise optimization. A wideband LC VCO with oscillation frequency ranging from 1. 6 GHz to 3. 2 GHz is used to verify the feasibility of the proposed strategy, which is implemented in TSMC 0.18 祄 CMOS technology. SpectreRF based simulation results show amplitude derivation is reduced by ! Besides, phase noise at 3. 2 GHz carrier and 10 kHz frequency offset is 8. 2 dB better.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2012(035)020【总页数】4页(P169-172)【关键词】宽带LC VCO;自适应体偏置;数字幅度校准;相位噪声【作者】周功孩;曾亦可;张科峰;赵阳【作者单位】华中科技大学,湖北武汉430074;华中科技大学,湖北武汉430074;华中科技大学,湖北武汉430074;华中科技大学,湖北武汉430074【正文语种】中文【中图分类】TN919-34频率合成器作为无线通信系统中的核心模块，其相位噪声(Phase Noise)与调谐范围(Tuning Range)是衡量收发器性能的重要参数，它的优劣直接影响了收发机的灵敏度和传输信号的可靠性，而频率合成器的相位噪声性能主要取决于VCO，因此设计宽调谐范围、低相位噪声的VCO一直是研究热点[1-3]。

RF集成电路中低相位噪声下变频VCO的研究与设计摘要低相位噪声压控振荡器（Low-Phase-Noise V oltage-Controlled Oscillators, 简称低噪声VCO）的设计是实现高性能射频（Radio-Frequency, 简称RF）通信系统的关键。

根据Leeson相位噪声理论，人们普遍认识到设计低相位噪声LC-VCO的关键是高品质因数（Q）振荡回路的实现。

振荡回路的Q值主要由电感的Q值决定，因此设计低噪声VCO的最直接也是最有效的方法就是设计高Q 值的电感。

而且人们也认识到LC-VCO的拓扑结构及偏置电路对VCO的相位噪声也有很大的影响。

最近有的文献提出了Leeson相位噪声模型噪声系数F的表达式（适用于交叉耦合LC振荡器）。

此表达式表明VCO的相位噪声不但与VCO的偏置电路有很大的关系，而且与交叉耦合管的沟道噪声系数γ有关，但此表达式并没有表明VCO的相位噪声与交叉耦合管的宽度有关。

基于这个理论出现了许多有关偏置电路滤波技术的文章，而有关交叉耦合管优化的文章却很少见。

本文对交叉耦合LC-VCO的相位噪声与交叉耦合管沟道宽度的关系做了一定的研究，在理论上作了尝试性的推导，得出了一般情况下交叉耦合管的沟道宽度越大VCO的相位噪声越低的结论，并设计了两个交叉耦合LC-VCO，用EDA软件的仿真结果验证了这一结论。

本文的主要目标就是实现一个能满足数字电视（DTV）前端调谐芯片设计要求的下变频VCO（基于Charter-RF工艺库）。

VCO的具体设计指标如下，中心频率：1.18GHz；调谐范围：11％；相位噪声：<-85dBc/Hz@10kHz。

论文的工作就是围绕这一目标展开的。

本文首先介绍了VCO的基本工作原理，然后总结了VCO 的相位噪声理论并对之进行了研究，得出了一般情况下交叉耦合管的沟道宽度越大VCO的相位噪声越低的结论，并提出了负载限制区的概念，接下来利用这些理论进行了低噪声VCO的设计（包括版图设计），VCO交叉耦合管设计的仿真结果验证了本文观点的正确性，最后对VCO的仿真结果进行了分析和解释。