移相全桥拓扑

两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。

在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。

本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。

1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。

该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。

在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。

优点：①电路操作简单，易于实现。

②交流侧的损耗较小。

③实现高功率密度。

缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。

②峰值应力程度较高。

2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。

该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。

目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。

优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。

②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。

缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。

②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。

综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。

虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。

而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。

数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。

在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。

移相全桥并电容的效率是一个重要的技术指标，通常需要通过实验或计算来评估。

移相全桥并电容是一种常见的电力电子变换器拓扑，它通过将两个桥臂的移相角偏离90度来实现电能的转换。

在这种拓扑中，电容被用来提供所需的直流电压，并通过控制移相角来调节输出电压。

在移相全桥并电容中，效率受到多种因素的影响，包括开关管的导通和关断损耗、电容的ESR（等效串联电阻）以及电路的散热设计等。

其中，开关管的导通和关断损耗是影响效率的主要因素之一。

为了提高移相全桥并电容的效率，可以采取以下措施：
1. 选择低导通损耗的开关管：选择具有低导通电阻和低开关损耗的开关管可以降低导通损耗和开关损
耗。

2. 选择低ESR的电容：选择具有低ESR的电容可以降低电容的损耗。

3. 优化散热设计：通过优化散热设计，如采用更高效的散热器或优化电路布局，可以降低电路的温度，
从而降低损耗。

4. 优化控制策略：通过优化控制策略，如采用更精确的移相控制方法或采用功率因数校正技术，可以降
低开关管的开关频率，从而降低开关损耗。

总之，移相全桥并电容的效率是一个需要考虑多个因素的综合指标。

为了提高效率，需要从器件选择、电路设计、控制策略等多个方面进行优化。

移相全桥谐振逆变器拓扑结构的研究作者：李丽黄剑雄王瑶来源：《科技创新导报》 2013年第16期李丽黄剑雄王瑶佳木斯大学信息电子技术学院黑龙江佳木斯 154007摘要：随着生产发展和技术进步，作为能量转换环节的开关电源变换器在各种电子产品中获得广泛应用。

而逆变器是重要的组成部分，本文通过对移相全桥谐振逆变器拓扑结构的研究大大降低了变换器的开关损耗，提高了变换器的效率和功率密度。

关键词：移相全桥相位调制拓扑结构中图分类号：TN702 文献标识码：A 文章编号：1674-098X(2013)06(a)-0000-00全桥谐振电路的介绍全桥移相式ZVS-PWM控制技术是在移相控制技术的基础上，利用开关管的输出电容和输出变压器的漏电感作为谐振元件，使全桥PWM变换器中的四个开关管依次在零电压条件下开通，实现恒频软开关。

相位调制技术拓扑相位调制PWM拓扑技术适用于中、高功率开关变换器。

PWPT与全桥PWM拓扑相同的唯一区别在于二者开关过程不同。

采用PMPT拓扑的功率电路的分析和设计与传统PWM拓扑相同，但PMPT在高频大功率变压器的设计方面特殊一些，PMPT技术的核心在于保证每个桥臂上MOSFET 的漏-源能够在起进入下一个导通周期之前将至“0V”，以实现零电压开通。

图1-1为典型的H型桥的结构。

图中并接在功率MOSFET上的电容和二极管是功率MOSFET 的寄生元件，其中寄生电容的大小一般在100~500pF之间体二极管的反向恢复时间一般在100ns以内。

PMPT中功率MOSFET的结构与图中H型桥的结构完全相同。

为了实现PMPT，必须分别对四个功率MOSFET进行驱动。

在普通的PWM拓扑中，首先按照所需的占空比多对角桥臂上的两个开关管进行驱动，然后在所有开关管都关断之后，再对另一个对角桥臂上的开关管进行驱动。

PMPT功率级的一个完整工作周期如下：（1）可以在V3和V4导通时，功率通过变压器传输给负载。

磁化电流的作用非常重要，因此在轻载时，负载反射电流很小，如果没有磁化电流的作用，将无法实现ZVS。

UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1CC通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1图1 模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2 模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6 模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8 模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。

但会增大器件与变压器损耗。

②、增大谐振电感。

但会造成副边占空比丢失更严重。

③、增加辅助谐振网络。

但会增加成本与体积。

2，副边占空比的丢失原因： 移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss 与谐振电感量大小以及负载RL 大小成正比，与输入电压大小成反比。

ZVZCS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1位电容Cc充电。

输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程：p Cc os kdI V V V L n n dt=++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4)Ccc cdV I C dt=- (3-5) 由(3-3)式得：2p Cckd I dV nL dt dt=- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得：22p c c kd I I nC L dt = (3-7)将(3-7)式代入(3-4)式得：222p p c ko d I I n C L nI dt+= (3-8)解微分方程：222p p oc kc kd I I I nC L dt n C L +=(3-9) 其初始条件为：(0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10）代入方程解得：()sin s o p o k V V nI t t nI L ωω-=+ (3-11) ()sin p s o c o k I V V nI t I t n nL ωω-=-=-(3-12)()()(1cos )Cc s o V t nV V t ω=-- (3-13)（其中ω=）② 模式2当cos 1t ω=-时，()Cc V t 达到最大值，此时sin 0t ω=，()0c I t =，()p o I t nI =；二极管c D 关断，输出侧电流流经1D 、o L 、o C 、L R 、4D 和次级绕组，简化电路如图3.8所示。

在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。

但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。

例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。

随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，简称PS FB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。

上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下：Vin：输入的直流电源T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBTT1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管VD1,VD2:电源次级高频整流二极管TR：移相全桥电源变压器Lp：变压器原边绕组电感量Ls1,Ls2:变压器副边电感量Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和Lf：移相全桥电源次级输出续流电感Cf: 移相全桥电源次级输出电容R L: 移相全桥电源次级负载因为是做理论分析，所以要将一些器件的特性理想化，具体如下：1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻无穷小；开关管的体二极管或者外部的二极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。

⼀⽂看懂移相全桥的原理及设计 移相全桥简介 移相全桥（Phase-ShiftingFull-BridgeConverter，简称PSFB），利⽤功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通（ZerovoltageSwitching，简称ZVS），来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提⾼电源的功率密度。

上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输⼊的直流电源 T1-T4：4个主开关管，⼀般是MOSFET或IGBT T1，T2称为超前臂开关管，T3，T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄⽣电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄⽣⼆极管或外加续流⼆极管 VD1，VD2：电源次级⾼频整流⼆极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1，Ls2：变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf：移相全桥电源次级输出电容 RL：移相全桥电源次级负载 移相全桥⼯作模态 因为是做理论分析，所以要将⼀些器件的特性理想化，具体如下： 1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻⽆穷⼩；开关管的体⼆极管或者外部的⼆极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。

2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄⽣参数，变压器也为理想变压器，不存在漏感与分布参数的影响，励磁电感⽆穷⼤，励磁电流可以忽略，谐振电感是外加的。

3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。

次级续流电感通过匝⽐折算到初级的电感量LS`远远⼤于谐振电感的感量Lr即LS=Lr*n2》Lr。

PSFB⼀个周期可以分为12中⼯作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下⾯我们⾸先来分析这12个⼯作模态的情况，揭开移相全桥的神秘⾯纱。