两种常见无源钳位移相全桥电路框图及总结

移相全桥ic内部电路
移相全桥IC（Integrated Circuit）内部电路通常由四个功率MOSFET（金属-氧化物半导体场效应晶体管）、一个移相控制电路以及一些辅助电路组成。

功率MOSFET是IC的核心元件，它们用于控制并驱动负载电流。

这些MOSFET 通常由N型和P型MOSFET组成，可以通过控制其开关状态来产生正、负半个周期的输出电流。

移相控制电路负责生成精确的相位控制信号，该信号确定了MOSFET开关的时序和工作状态。

移相控制电路通常由一个比较器、一个时钟产生器和一个错误校正电路组成。

辅助电路主要包括过流保护电路、过温保护电路和电源管理电路等。

这些电路用于保护IC免受过电流、过温和电源波动等可能的损害。

总之，移相全桥IC内部电路是一个复杂的集成电路系统，通过控制和驱动功率MOSFET来产生精确的移相输出电流，达到移相全桥的功能。

移相全桥零电压开关PWM电路图：
波形图：
原理： t0~t1时段，S1和S4都导通，直到t1时刻S1关断。

t1~t2时段：t1时刻开关
S1关断后，电容Cs1、Cs2与电感r L 、L 构成谐振回路。

谐振开始时i A U t u =)(
1 ，在谐振的过程中，0=A u ，S2VD 导通，电流Lr i 通过S2VD 续流。

t2~t3时段：t2时刻开关S2开通，由于此时其反并联二极管S2VD 正处于导通状态，因此S2开通时电压为零，开关过程中不会产生开关损耗，S2开通后电路状态不会改变，继续保持到t3时刻S4关断。

t3~t4时段：t3时刻开关S4关断后，这时变压器二次整流侧1VD 和2VD 同时导通，变压器一次和二次电压均为零，相当于短路，因此变压器一次侧Cs3、Cs4与r L 构成谐振回路。

谐振电感r L 的电流不断减小，B 点电压不断上升，直到S3的反并联二极管S3VD 导通。

这种状态维持到S3
开通。

S3开通前S3VD 导通，因此S3是在零电压的条件下开通，开通损耗为零。

t4~t5时段：S3开通后，谐振电感r L 的电流继续减小。

电感电流Lr i 下降到零后，便反向，不断增大，直到t5时刻T L Lr k I i / ，变压器二次侧整流管VD1的电流下降到零反而关断，电流L I 全部移到VD2中。

t0~t5时段正好是开关周期的一半，而在另一半开关周期t5~t0时段中，电路的工作过程与t0~t5时段完全对称。

移相全桥原边钳位二极管
移相全桥原边钳位二极管是一种常见的电子元器件，用于电路中的整流和滤波功能。

它具有许多优点，如高效能、高频率操作和可靠性等。

下面将介绍移相全桥原边钳位二极管的工作原理和应用领域。

我们来了解一下移相全桥原边钳位二极管的工作原理。

它是由四个二极管组成的全桥整流电路，其中两个二极管用于整流，另外两个二极管用于钳位。

在交流电源输入时，通过移相变压器将电压进行相位变换，然后经过全桥整流电路进行整流，最后通过钳位二极管将电压稳定在一定的范围内。

这样可以实现电压的稳定输出。

移相全桥原边钳位二极管主要应用于交流电源的整流和滤波功能。

它可以将交流电源转换为直流电源，滤除电源中的杂波和噪声，使得输出电压更加稳定。

因此，在各种电子设备和电路中都广泛应用，如电源适配器、电子变频器和电动汽车充电器等。

除了上述的应用领域，移相全桥原边钳位二极管还可以用于交流电压的频率调节。

通过调整移相变压器的参数，可以改变输出电压的频率，从而适应不同的电器设备和电路需求。

移相全桥原边钳位二极管是一种重要的电子元器件，具有整流、滤波和频率调节等功能。

它的应用范围广泛，可以在各种电子设备和电路中发挥重要作用。

通过了解和掌握其工作原理和应用领域，我们可以更好地应用和设计电子电路，提高电路的性能和效率。

移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。

关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。

ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。

图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。

即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。

原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。

图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。

图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。

该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。

这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。

变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。

移相全桥初级有源钳位
移相全桥（PSFB）是一种电源转换器，因其在输入开关上可以实现软开关的特性而被广泛应用在高功率应用中，这大大提高了转换器的效率。

然而，尽管软开关大大降低了开关损耗，但输出整流器的寄生电容与变压器漏电指示器谐振，会导致电压振铃并产生高电压应力。

为了解决这个问题，便出现了有源钳位技术。

有源钳位可以在次级同步整流MOSFET中尽可能地减小电压应力，从而让MOSFET可以使用具有更好品质因数（FOM）的额定电压较低的元件。

此外，有源钳位还可以帮助降低输出整流器的电压应力，其值可能高达 2 x VIN x NS/NP，其中NP和NS分别是变压器的初级绕组和次级绕组。

在实际操作中，需要注意的是，移相全桥可能会遇到变压器副边电压震荡的问题，这是移相全桥的固有问题。

解决的方法除了上述提到的有源钳位外，还包括RCD吸收电路、无源钳位等。

钳位电路（三）钳位电路（Clamping Circuit）跟前面所说的限幅电路不同，它的作用不是限制信号的电压幅值，而是把整个信号幅值进行直流平移。

最后的输出波形与输入波形的形状不变，只是在输入信号的基础上增加了直流分量。

该直流分量的大小取决于电路本身的具体参数。

钳位电路的应用也很多，在我们家里的彩色电视机里有它的身影。

在其中它起到恢复电视亮度信号的直流分量。

稍微想一下，电视的信号肯定不是有规律的波形，那么钳位电路肯定不用知道确切的波形，就能把直流分量调出来。

那么二极管在会充当什么角色呢？还是先来看看下图的二极管钳位电路：以正弦信号为例：输入为v i=V m sin(ωt)来分析该电路是如何钳位的。

为了简单起见，设电容的初始电压V C(0)=0，二极管D是理想的。

则当时间t由0时刻增至T/4时，v i达到其峰值V m，电容的电压也被充至峰值V m。

随之，v i下降，很显然，二极管处于反偏截至状态，电容的电压没有地方放电，只能保持V m不变。

因而可得输出电压v o=-v c+v i=-V m+V m sin(ωt)。

由此可见，输出电压被钳住了，输出与输入的波形相同，不同的只是输出波形进行了-V m的直流平移。

下图是上图仿真结果的波形图的比较：正弦波形三角波形对上面的波形图说明一下：红色为输入波形，黑色为输出波形。

大家可能有疑问了。

根据上面的原理分析这不对啊！不是反了吗？对！是反了！不过不是我说反了，而是我把二极管接反了。

这就对了！二极管的方向只是影响直流平移的方向而已。

也就是正移和负移。

看看二极管又是功不可没啊！大家可以从上面波形图看到，输出的波形相对输入波形抬高了，即多加了一个直流分量，两者的波形形状没有发生变化。

这也就完成了钳位功能。

ZVZCS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1位电容Cc充电。

输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程：p Cc os kdI V V V L n n dt=++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4)Ccc cdV I C dt=- (3-5) 由(3-3)式得：2p Cckd I dV nL dt dt=- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得：22p c c kd I I nC L dt = (3-7)将(3-7)式代入(3-4)式得：222p p c ko d I I n C L nI dt+= (3-8)解微分方程：222p p oc kc kd I I I nC L dt n C L +=(3-9) 其初始条件为：(0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10）代入方程解得：()sin s o p o k V V nI t t nI L ωω-=+ (3-11) ()sin p s o c o k I V V nI t I t n nL ωω-=-=-(3-12)()()(1cos )Cc s o V t nV V t ω=-- (3-13)（其中ω=）② 模式2当cos 1t ω=-时，()Cc V t 达到最大值，此时sin 0t ω=，()0c I t =，()p o I t nI =；二极管c D 关断，输出侧电流流经1D 、o L 、o C 、L R 、4D 和次级绕组，简化电路如图3.8所示。

移相ZVS-PWM全桥变换器概述摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。

重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。

关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS）Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge ConverterAbstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter.Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS引言全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。

ZVZCS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。

电路拓扑如图3.6所示。

图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。

当关断1S时，电源对1C充电，2C通过变压器初级绕组放电。

由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。

当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。

(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。

①模式1S、4S导通，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端箝1位电容Cc充电。

输出滤波电感o L与漏感k L相比较大，视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图3.7所示。

图3.7 模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程：p Cc os kdI V V V L n n dt=++ (3-3) p c o I nI nI += (3-4)Ccc cdV I C dt=- (3-5) 由(3-3)式得：2p Cckd I dV nL dt dt=- (3-6) 将(3-6)式代入(3-5)式得：22p c c kd I I nC L dt = (3-7)将(3-7)式代入(3-4)式得：222p p c ko d I I n C L nI dt+= (3-8)解微分方程：222p p oc kc kd I I I nC L dt n C L +=(3-9) 其初始条件为：(0)0Cc t V ==；(0)0c t I == （3-10）代入方程解得：()sin s o p o k V V nI t t nI L ωω-=+ (3-11) ()sin p s o c o k I V V nI t I t n nL ωω-=-=-(3-12)()()(1cos )Cc s o V t nV V t ω=-- (3-13)（其中ω=）② 模式2当cos 1t ω=-时，()Cc V t 达到最大值，此时sin 0t ω=，()0c I t =，()p o I t nI =；二极管c D 关断，输出侧电流流经1D 、o L 、o C 、L R 、4D 和次级绕组，简化电路如图3.8所示。

⼀⽂看懂移相全桥的原理及设计 移相全桥简介 移相全桥（Phase-ShiftingFull-BridgeConverter，简称PSFB），利⽤功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通（ZerovoltageSwitching，简称ZVS），来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提⾼电源的功率密度。

上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输⼊的直流电源 T1-T4：4个主开关管，⼀般是MOSFET或IGBT T1，T2称为超前臂开关管，T3，T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄⽣电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄⽣⼆极管或外加续流⼆极管 VD1，VD2：电源次级⾼频整流⼆极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1，Ls2：变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf：移相全桥电源次级输出电容 RL：移相全桥电源次级负载 移相全桥⼯作模态 因为是做理论分析，所以要将⼀些器件的特性理想化，具体如下： 1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻⽆穷⼩；开关管的体⼆极管或者外部的⼆极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。

2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄⽣参数，变压器也为理想变压器，不存在漏感与分布参数的影响，励磁电感⽆穷⼤，励磁电流可以忽略，谐振电感是外加的。

3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。

次级续流电感通过匝⽐折算到初级的电感量LS`远远⼤于谐振电感的感量Lr即LS=Lr*n2》Lr。

PSFB⼀个周期可以分为12中⼯作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下⾯我们⾸先来分析这12个⼯作模态的情况，揭开移相全桥的神秘⾯纱。

ZVZＣS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PＷM移相全桥变换器,采用增加辅助电路得方法复位变压器原边电流,实现了超前桥臂得零电压开关(ＺVS)与滞后桥臂得零电流开关(ZCS）。

电路拓扑如图3、６所示。

图3、6 全桥ＺVＺCS电路拓扑当、导通时,电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载,同时,输出端钳位电容充电。

当关断时,电源对充电,通过变压器初级绕组放电。

由于得存在,为零电压关断,此时变压器漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,由于得存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢,导致电位差并产生感应电动势作用于,加速了得放电,为得零电压开通提供条件。

当放电完全后,整流二极管全部导通续流,在续流期间原边电流已复位,此时关段,开通，由于漏感两边电流不能突变,所以为零电流关断,为零电流开通。

(2)主电路工作过程分析［７］半个周期内将全桥变换器得工作状态分为8种模式。

①模式1、导通,电源对变压器初级绕组正向充电,将能量提供给负载,同时,输出端箝位电容充电。

输出滤波电感与漏感相比较大,视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图３、7所示。

图3、7模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程:(3-3)(3-4)(３－5)由(3-3)式得:(3－６）将(3－６）式代入(3-5）式得:(3－7）将(3-7）式代入(3－4)式得:(3-8)解微分方程:（3-9)其初始条件为:; (3-10)代入方程解得:(3-11)(3-12)(3－1３)(其中)②模式2当时,达到最大值,此时,,;二极管关断，输出侧电流流经、、、、与次级绕组,简化电路如图3、8所示。

此时满足：，,。

图3、８模式2简化电路图③模式3S１关断,原边电流从S1转移至C1与C２,C1充电,C２放电,简化电路如图３、9所示。

由于C1得存在,S1就是零电压关断。

变压器原边漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,变压器原边电压与整流桥输出电压以相同得斜率线性下降,满足:。

反激式电源中MOSFET的钳位电路输出功率100W以下的AC/DC电源通常都采用反激式拓扑结构。

这种电源成本较低，使用一个控制器就能提供多路输出跟踪，因此受到设计师们的青睐，且已成为元件数少的AC/DC转换器的标准设计结构。

不过，反激式电源的一个缺点是会对初级开关元件产生高应力。

反激式拓扑结构的工作原理，是在电源导通期间将能量储存在变压器中，在关断期间再将这些能量传递到输出。

反激式变压器由一个磁芯上的两个或多个耦合绕组构成，激磁能量在被传递到次级之前，一直储存在磁芯的串联气隙间。

实际上，绕组之间的耦合从不会达到完美匹配，并且不是所有的能量都通过该气隙进行传递。

少量的能源储存在绕组内和绕组之间，这部分能量被称为变压器漏感。

开关断开后，漏感能量不会传递到次级，而是在变压器初级绕组和开关之间产生高压尖峰。

此外，还会在断开的开关和初级绕组的等效电容与变压器的漏感之间，产生高频振铃(图1)。

图1：漏感产生的漏极节点开关瞬态如果该尖峰的峰值电压超过开关元件(通常为功率MOSFET)的击穿电压，就会导致破坏性故障。

此外，漏极节点的高幅振铃还会产生大量EMI。

对于输出功率在约2W以上的电源来说，可以使用钳位电路来安全耗散漏感能量，达到控制MOSFET电压尖峰的目的。

钳位的工作原理钳位电路用于将MOSFET上的最大电压控制到特定值，一旦MOSFET电压达到阈值，所有额外的漏感能量都会转移到钳位电路，或者先储存起来慢慢耗散，或者重新送回主电路。

钳位的一个缺点是它会耗散功率并降低效率，因此，有许多不同类型的钳位电路可供选择(图2)。

有多种钳位使用齐纳二极管来降低功耗，但它们会在齐纳二极管快速导通时增加EMI的产生量。

RCD钳位能够很好地平衡效率、EMI产生量和成本，因此最为常用。

图2：不同类型的钳位电路钳位RCD钳位的工作原理为：MOSFET关断后，次级二极管立即保持反向偏置，励磁电流对漏极电容充电(图3a)。

当初级绕组电压达到由变压器匝数所定义的反射输出电压(VOR)时，次级二极管关断，励磁能量传递到次级。