移相全桥ZVZCSDCDC变换器综述

中图分类 号 －Ｍ４ Ｔ ６
文 献标识 码 ： Ｂ
文章编 号 ：２９ ２ １（０７ ０— ０ ９０ ０ １— ７３ ２０ ）４ ０５ — ６
０ 引言
在 ＤＣＤ ／Ｃ变换 器 中 ， 桥变 换 器 一般 用 在 中 全
目前 ， 中大 功 率 Ｄ ／Ｃ变换 器 中 ， 在 ＣＤ 应用 最
Ｚ Ｚ ＳＰ ＣＤ Ｖ Ｃ ＷＭ Ｄ ／ Ｃ全桥变换器 的 简述和发展
杜 少武 ， 丁
（ ｉ＿＆ ： ， 安徽 合） ｒ ｋ学 ６－ 摘
莉
合肥 ２０ ０ ） ３ ０９
要 ：随着 Ｄ ／Ｃ变换 器对 功率 密度提 出了更 高的要 求 ，Ｇ Ｔ代 替 ＭＯ Ｆ Ｔ成 为主 要 的功 率 ＣＤ ＩＢ ＳＥ
ｃ ｍｍｏ ｏ ｏｏ ｉｓａ ｌ ａ ｈ ｉ ａ ｖ ｎａ ｅ ｎ ｒｗ ａ ｋ ｒ ｉｃ ｓｅ ｎ ｎ ｌｚｄ ｏ ｎｔｐ ｌｇｅ ｓｗｅｌ ｓｔｅｒ ｄ ａ ｔｇｓａ ｄ ｄａ ｂ ｃ ｓａｅｄｓｕ ｓｄ ａ ｄａ ａｙｅ ．
Ｋｅ ｗｏ ｄ ： ｅ — ｏｔ ｇ ｅ － ｕ ｒ ｎ — ｗｉ ｈｎ ； ／ Ｃ ｃ ｎ ｅ ｔｒ ｆ ｌ ｂ ｄ ｅ ｙ ｒ ｓ ｚ ｒ — ｌ ｅ ｚ ｒ ｃ ｒｅ ｔ ｓ ｔ ｉ ｇ ＤＣ Ｄ ｏ ｖ ｒ ； ｕ ｌ ｒ ｇ ｏ ｖ ａ ｏ — ｃ ｅ ｉ
（ ｅｅ Ｕ ｉ ｒｉ ｆ ｅ ｈ ｏｏｙ Ｈ ｆ Ａ ｈ ｉ ２ ０ ０ ， Ｃ ｉ ） Ｈ ｆ ｎｖ ｓｙＯ ｃ ｎ ｌ ， ｅｅ ｎ ｕ ３ ０ ９ ｈｎ ｉ ｅ ｔ Ｔ ｇ ｉ ａ
Ａｂ ｔ ａ ｔ ｓ ｒ ｃ ：Ｗｉ ｈ ｎ ｒ ａ ｉ ｇ ｄ ｍａ ｄ ｆ ｒｈ ｇ ｅ ｏ ｒｄ ｎ ｉ ｏ ｖ ｌｉｎ ＧＢＴ ａ ｅ ｂ ｃ ｍｅ ｐ ｍａｙ ｐ ｗｅ ｅ ｉ ｅ ｔ ｔ ｅ ｉ ｃ ｅ ｓｎ ｅ ｎ ｏ ｉｈ ｒｐ ｗｅ ｅ ｓｔ ｃ ｎ ｅ ｏ ，Ｉ ｈ ｙ ￣ ｓ ｈ ｖ ｅ ｏ ｒ ｒ ｏ ｒ ｄ ｖｃ ｓ ｉ

loss
TS / 2
而 t25
Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin
那么有：Dloss
2Lr [ I 2 I Lf (t5 ) / K ] Vin TS
Dloss 越大；②负载越大， Dloss越大；③ Vin越低，Dloss 越大。 可知：① Lr 越大， Dloss 的产生使DS 减小，为了得到所要求的输出电压，就必须减小原副边的 匝比。而匝比的减小，带来两个问题： ①原边电流增加，开关管电流峰值也要增加，通态损耗加大； ②副边整流桥的耐压值要增加。
6.
Vin i p (t ) (t t4 ) Lr
到 t5 时刻，原边电流达到折算到原 边的负载电流 I Lf (t5 ) / K值，该开 关模态结束。 持续时间为：
t45
Lr I Lf (t5 ) / K Vin
7. 开关模态6 在这段时间里，电源给负载供电 原边电流为:
10.3. 3 两个桥臂实现ZVS的差异
1.实现ZVS的条件 要实现开关管的零电压开通，必须有足够的能量： ①抽走将要开通的开关管的结电容（或外部附加电容）上的电荷； ②给同一桥臂关断的开关管的结电容（或外部附加电容）充电； 考虑到变压器的原边绕组电容，还要有能量用来： ③抽走变压器原边绕组寄生电容CRT 上的电荷。

ip (t ) I p (t0 ) I1
vC1 (t )
I1 (t t0 ) 2Clead I1 vC 3 (t ) Vin (t t0 ) 2Clead
在
C3 电压降到零，D3 自 t1时刻，
然导通。
3.开关模态2
td (lead ) t01
D3导通后，将Q3 的电压箝在零位 此时开通Q3 ，则Q3是零电压开通。 Q3和Q1驱动信号之间的死区时间 ，即

带辅助谐振的移相全桥 ＺＶＳ ＤＣ／ＤＣ 变换器研究
号扰动，则有：
ｄ! ｅｆｆ＝ｄ! ｉ＋ｄ! ｕ＋ｄ! ｄ
（９）
综合式（５），（７），（８）和（９），并对所得结果进行
拉普拉斯变换，即可得移相全桥 ＺＶＳ ＤＣ／ＤＣ 开关变
换器输出电压扰动ｕ! ｏ（ｓ）对输入占空比扰动ｄ! （ｓ）的传 递函数：
ＧＶＤ（ｓ）＝
ｓ２ＬｆＣｆ＋ｓ（Ｌｆ
ｎＵｓ ／ＲＬ＋ＲＰＣｆ）＋ＲＰ
／ＲＬ＋１
式中：ＲＰ＝２ｎ２Ｌｌｒ ｆｒ；Ｌｌｒ ＝Ｌｒ＋Ｌａ ；ｆｒ＝２／Ｔｓ。
４ 控制环节仿真及实验波形
（１０）
辅助谐振支路移相全桥 ＺＶＳ ＤＣ／ＤＣ 开关变换
器的主电路参数：Ｕｓ＝２７０ Ｖ，Ｕｏ＝２８ Ｖ，额定输出功率 ＰＮ＝１ ｋＷ，ｆｓ＝１００ ｋＨｚ，变压器次级与初级变比 ｎ＝ Ｎｓ ／Ｎｐ＝１∶８；Ｌｆ＝３０ !Ｈ，Ｃｆ＝１ ４１０ !Ｆ，Ｌｒ＝２０．３ !Ｈ，Ｌａ＝ ３８ !Ｈ，Ｃａ＝１０ !Ｆ。主电路开关管采用 ＩＲＦＰ４６０ 型功 率 ＭＯＳＦＥＴ ，并安装散热片。控制电路以 ＵＣ３８７５ 作
定稿日期： ２００８－ ０２－ １８ 作者简介： 袁进行（ １９８１－ ） ， 男， 陕西西安人， 硕士生。研
究方向为开关电源变换方面的研究工作。
的。但是，开关变换器是典型的强非线性系统，其传 统意义上的解析分析异常复杂。目前，开关变换器的 建模方法一般有数字仿真和解析建模两种。数字仿 真准确度和精确度都高，并且有很多商用软件仿真 平台（如 Ｐｓｐｉｃｅ，Ｓａｂｅｒ 等），但其物理意义不甚明了， 对工程设计的理论指导意义有限。解析建模法目前 大致有离散法、平均法、符号法和 ＰＦＣ 电路建模法， 其中平均法比较常用［４－ ５］。这里采用平均法中应用较 为普遍的状态空间平均法对带辅助谐振支路的 ＺＶＳ 移相全桥变换器进行建模分析，该方法物理概念清 晰，能更好地分析开关电源的动态性能。

移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。

关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。

ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。

图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。

即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。

原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。

图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。

图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。

该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。

这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。

变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。

改进型全桥移相ZVS-PWMDCDC变换器
摘要介绍了一种能在全负载范围内实现零电压开关的改进型全桥移相－变换器。

在分析其开关过程的基础上，得出了实现全负载范围内零电压开关的条件，并将其应用于一台486的变换器。

关键词全桥变换器；零电压开关；死区时间
引言
移相控制的全桥变换器是在中大功率变换电路中最常用的电路拓扑形式之一。

移相控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感作为谐振元件，使开关管达到零电压开通和关断。

从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、降低尺寸及重量提供了良好的条件。

同时保持了电路拓扑结构简洁、控制方式简单、开关频率恒定、元器件的电压和电流应力小等一系列优点。

移相控制的全桥变换器存在一个主要缺点是，滞后臂开关管在轻载下难以实现零电压开关，使得它不适合负载范围变化大的场合[1]。

电路不能实现零电压开关时，将产生以下几个后果
1由于开关损耗的存在，需要增加散热器的体积；
2开关管开通时存在很大的，将会造成大的；
3由于副边二极管的反向恢复，高频变压器副边漏感上的电流瞬变作用，在二极管上产生电压过冲和振荡，所以，在实际应用中须在副边二极管上加入－吸收。

针对上述问题，常见的解决方法是在变压器原边串接一个饱和电感，扩大变换器的零电压开关范围[2][3]。

但是，采用这一方法后，电路仍不能达到全工作范围的零电压开关。

而且，由于饱和电感在实际应用中不可能具有理想的饱和特性，这将会导致1增加电路环流，从而增加变换器的导通损耗；。

ｆ传统移相全桥ＺＶＳ ＤＣ／ＤＣ变换器具有两个主要的缺点：～是副边占空比丢 失较大，二是变换器在轻载时无法实现滞后桥臂开关管的ＺＶＳ。ＺＶＳ的实现是
以牺牲变压器副边一定量的占空比为代价的，它无法消除只能尽量减小。在低压 大电流输入的情况下，副边占空比的丢失尤为严重，导致变换器的效率低下，使 得实现ＺＶＳ变得没有意义。论文通过在传统移相全桥ＤＣ／ＤＣ变换器的变压器原 边串入可饱和电感，大大减小了副边占空比的丢失，同时在滞后桥臂并联辅助谐 振网络，使得滞后桥臂开关管在轻载时也能实现ＺＶＳ，并迸一步减小了副边占 空比的丢失。可饱和电感和辅助谐振网络的引入解决了低压大电流输入情况下宽 负载范围内实现ＺＶＳ和副边占空比丢失严重的矛盾，在实现ＺＶＳ的同时将副边 占空比丢失减小到几乎为零，使得移相全桥ＺＶＳ技术能够很好地应用于这类
ａｄｏｐｔｓ Ｐｈａｓｅ—Ｓｈｉｆｔｅｄ Ｆｕｌｌ—Ｂｒｉｄｇｅ ｚｅｒｏ—ｖｏｌｔａｇｅ—ｓｗｉｔｃｈｅｄ（ＰＳ ＦＢ ＺＶＳ）ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ
ｉｎｓｔｅａｄ ｏｆ ｔｒａｄｉｔｉｏｎａｌ ｈａｒｄ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ ｔｏ ｄｅｃｒｅａｓｅ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｗａｓｔａｇｅ．Ｉｔ ｇｅｔｓ ｇｏｏｄ ｒｅｓｕｌｔｓ．
ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｏｆｔｈｅ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．
±里！！兰堕皇三！壅堕堡：！兰垡堕苎
鳖塑全堡墼墅茎里璺竺￡奎垫墨！！！！里
Ｂａｓｅｄ ｏｎ ｔｈｅ ａｎａｌｙｚｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ｔｈｅｏｒｙ，ｔｈｅ ｐａｒａｍｅｔｅｒｓ ｏｆ ｍａｉｎ ｃｉｒｃｕｉｔ，ｃｏｎｔｒｏｌ
ｃｉｒｃｕｉｔ ａｎｄ ｃｌｏｓｅｄ—ｌｏｏｐ ｐａｒｔ ａｒｅ ｄｅｓｉｇｎｅｄ ｔｈｒｏｕｇｈ ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．Ｓｏｍｅ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｓ ｏｆ

山西 电子 技术 ２１ ０ ０年第 １期
文 章 编 号 ：６４ ７ （０ ０ ０ － ０ ￣２ １７ ４５ ８ ２ １ ） １ ０ ５ ０
应 用 实践
Ｚ Ｓ移 相 全 桥 双 向 Ｄ ／ Ｃ变换 器 Ｖ ＣＤ
张 波 ，曹丰文 ，索 迹 ，高金 生
（ 苏州市职 业大 学 电子信 息工程 系， 苏 苏州 ２５０ ） 江 １１４
用软开关技术 ， 同样软开关技术还可 以显著减少开关过 程中
激起 的振 荡 ， 可大幅地 提高开关 频率 ， 更好地 实现 开关 电源
小 型 化 、 效 率 的 优 点 。 因 此 致 力 于 开 发 新 型 软 开 关 双 向 高 Ｄ — Ｃ变 换 器 的 研 究 很 有 必 要 ， 时 软 开 关 双 向 Ｄ —Ｃ 变 ＣＤ 同 ＣＤ 换 器 是研 究 的 热 点 内 容 。
换 器 中使 用 最 多 的 一种 软 开 关 控 制 方 式 ， 是 谐 振 变 换 技术 它
和Ｐ ＷＭ技术 的结 合 ， 具有 容易 实现 Ｚ Ｓ开 关 、 Ｖ 响应 速度 快 等优 点 ， 自提 出以来获得 了广 泛的研究 。图 １中 Ｄ １～／ ９ ４分 别是 ｓ ～ｓ １ ． ４的内部寄生 二极 管 ， １～ｃ Ｃ ４分别 是 ． ｓ Ｓ １～． ４的 寄生 电容或其 寄生 电容 与外 接小电容的等效 ， 中 Ｃ ：Ｃ ， 其 １ ３
Ｓ ｌ
图 １ 桥 式 直 流 变 换 器
Ｃ ２
一
＿Ｊ ＿ｌ
Ｃｎ — —＿ ▲ Ｊ Ｃｂ ｌ
＝
Ｄ２
Ｃ ２＝Ｃ ， ｂ ４ Ｃ 是隔直 电容 ， 是为防止变压器铁心 因不对称 导致
直 流偏 磁饱 和 ，ｒ 变 压器 原边 漏 电感 与外 串 电感之 和。 Ｌ是

断电容 Cb 放电，由于阻断电容 Cb 较大，其自身电压在放电过
(e)
4
(f)
5
图 ３ 换流过程模态
VDR2 流过负载电流。 要实现滞后桥臂零电流，原边电流需在滞后桥臂开通前
减小到零。由开关模态 2 可知，原边电流线性减小：
V (t ) − V (t ) ?V
(1)
i (t) − I ?V (t ? t ) / L
?V (t ) ? V (t ) ? 2 C V / C ?
V ? I ?t / C ? 2 C V / C ? ?V
(5)
一般 Cr垲Cb，式(5)可以简化为：
程中近似不变，而变压器原边电流近似线性减小。
V − I ?t / 2 C
(6)
如图 3(d)所示，开关模态 3 换流过程如下：[t2-t3]期间，阻
通常所说的硬开关，在开通和关断时会产生较大的开关 损耗，开关频率越高，损耗越大。软开关电源是在开关器件通 断条件下，加在其电压上电压为零，即零电压开关(ZVS)，或者 通过开关器件的电流为零，即零电流开关(ZCS)。软开关技术 显著解决了元件开关时刻产生的损耗，可以更大幅度地提高 开关频率，这种软开关的方式为缩小电源体积和提高电源效 率创造了条件。移相全桥零电压零电流软开关(ZVZCS)DC-DC 变换器是在移相全桥 ZVS 的基础上发展而来的，其工作模式 基本上克服了 ZVS 和 ZCS 软开关模式的固有缺陷，使全桥变 换器的超前桥臂实现 ZVS，而滞后桥臂实现 ZCS，在中、大功 率开关电源中具有广泛的应用。其超前桥臂的零电压实现是 通过并联电容电压不能突变完成的，滞后桥臂的零电流是通 过串联隔直电容和漏感谐振，从而使电流能量转移到了电容 中，滞后桥臂串接的二极管阻止了关断后的反向电流，减弱了 环路损耗[1]。

移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。

对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。

[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。

一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。

硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。

本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。

二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。

其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。

移相全桥dcdc变换器，让电力转换更高效移相全桥dcdc变换器是一种高效的电力转换装置，它能够将直流
电能转换为交流电能，并通过谐振方式实现零电压开关，能够减小开
关损耗和输出滤波器的体积和成本，增强整个系统的可靠性和稳定性。

移相全桥dcdc变换器的原理是将交流信号移相90度，使得开关
管在工作时零电压开关，从而减小了开关损耗，提升了功率转换效率。

在相移间隔较小的情况下，移相全桥变换器能够实现高效稳定的电力
转换，被广泛应用于电力电子转换和节能环保等领域。

同时，移相全
桥变换器具有响应速度快、输出波形优秀、噪声低等优点，成为极具
潜力的发展方向。

在实际应用中，移相全桥dcdc变换器需要注意的是控制策略和拓
扑结构。

良好的控制策略能够有效解决电力转换中的问题，同时决定
了装置的可靠性和稳定性。

基于不同的需求，移相全桥dcdc变换器的
拓扑结构也需要灵活调整和适应。

例如，在电池串联应用中，采用并
联谐振转换器能够有效提升效率，降低输出电压波动。

移相全桥dcdc变换器的发展，将对传统电力装置的转换和发展带
来深刻的影响。

未来，随着科技的不断发展，相信这种高效稳定的电
力转换装置将会在更广泛的领域得到应用，为推动可持续发展和能源
转型做出更多的贡献。

移相全桥PWM ZVS DC
移相全桥PWM ZVS DC-DC变换器目前被广泛的应用在汽车、通讯以及光伏变电系统中，凭借高效率、高稳定性的优势，这种新型的变换器正在逐渐成为不同行业的应用新宠。

然而，即便是具备了多种优势的移相全桥PWM ZVS转换器，也同样具有一些无法克服的缺陷，本文将会就该种类型转换器的缺陷进行简要总结和分析。

 在实际应用中，移相全桥PWM转换器的一个最大缺陷在于，当其处于轻载状态时难于实现ZVS。

这是因为该种转换器的超前桥臂和滞后桥臂开关管实现ZVS的条件不同造成的。

由于两个桥臂上的开关管实现ZVS都需要相应的并联谐振电容能量释放为零，这样二极管才能自然导通。

而对于超前桥臂来说，T2开通前的t01期间，放电电流ip较大且恒定不变。

另一方面由于变压器原副方有能量传递，原方等效电路中电感L=Lr+K2Lf很大，故用于实现超前桥臂开关管ZVS的能量很大。

而滞后桥臂T3开通前的t23期间，一方面ip逐渐变小，另一方面由于二极管D5、D6同时导通，变压器副方被短路，原副方没有能量传递，等效电感大小仅为Lr，故用于实现滞后桥臂开关管ZVS的电感能量较小，滞后桥臂较难于实现ZVS。

滞后桥臂实现ZVS的条件是：
 在该公式中，I2为t2时刻原边电流值。

由此公式的计算推导可以得出，当轻载时电流I2较小，故滞后桥臂难于实现ZVS。

 除此之外，移相全桥PWM转换器在实际应用中，还有另一个缺陷，那就是它的输入电压和变换器转换效率的矛盾不可调和。

在输入电压保证能输出满载电压的前提下，当输入电压Vin较低时，占空比大原边环流能量较小，。

75kW移相全桥ZVS DC-DC变换器的设计共3篇75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计175kW移相全桥ZVS DC/DC变换器的设计随着电能的需求不断增加，直流（DC）与交流（AC）能量的转换变得越来越重要。

近年来，随着电力电子技术的发展和高性能的半导体器件的不断进步，DC/DC变换器在工业和消费电子领域的应用越来越广泛。

75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高性能变换器，能够实现高效率、高功率转换。

移相全桥ZVS DC/DC变换器的结构包括移相控制器、输人电感、输出电容、全桥开关和ZVS电路等。

其中，移相控制器的作用是控制全桥开关的相位移动，从而实现零电压开关（ZVS）控制，减少开关过程中的损耗和电磁干扰。

输人电感和输出电容则是负责滤波，保证输出电压的稳定性。

全桥开关通过不同配合的通断实现正负输出电流控制。

ZVS电路通过滤波和电容，实现电路的诸多物理参数计算协调，并通过工艺合理设计，降低待机功耗和回路波动影响。

在设计75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器时，需要考虑诸多因素。

首先，应该确定输入电压和输出电压的范围，设计输人电感和输出电容的尺寸。

其次，需要确定最大输出功率、输出电源电流和开关频率，保证全桥开关的可靠性和ZVS电路的稳定性。

还需考虑系统的可扩展性和环境因素，以充分考虑变换器在工业应用和肆意使用中的优越性。

在开发过程中，需要充分利用仿真和实验测试，调整参数和设计方案，为最优的变换器性能和稳定性进行优化和调整。

因此，设计和发布75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器需要对额定值、特殊应用等项指标有充分的认识、调试和经验，并充分考虑到指示等级、节约能源等重要性，超出标准数值要求的评定指数，以实现最优化控制。

总之，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种高效、高功率、高稳定性的电能转换装置，能够在工业和消费电子领域得到广泛应用。

设计和发布此类设备需要充分考虑应用环境、指标要求和设计方案，充分利用仿真和实验测试，以实现最优化控制、最低化能量损耗和实时可调参数，为应用和发展带来更多的便利和效益综上所述，75kW移相全桥ZVS DC/DC变换器是一种具有巨大潜力和广泛应用前景的电能转换装置。

移相全桥ZVS DC/DC变换器的极点配置自适应预测
控制
1 引言
 近年来，移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器由于它的显着特点已经在中大功率场合得到广泛的应用。

而通过采用模拟芯片UC3895调节其两桥臂间对应开关的导通相位差，可实现其PWM模拟控制。

近年来随着微处理器价格不断下降和计算能力不断增强，采用数字控制已成为大中功率开关电源的发展趋势。

移相全桥ZVSPWM变换器是一个脉动的非线性系统。

非线性系统的数字控制是人们多年来研究的热门课题之一。

为了实现其高控制性能，本文采用数字信号处理器(DSP)来控制上述变换器。

首先建立移相全桥ZVSPWM变换器的准线性模型，然后在此模型的基础上应用极点配置自适应控制策略设计出数字控制系统。

 2 移相全桥ZVSPWMDC/DC变换器的准线性模型
 用状态空间平均法建立的DC/DC变换器线性小信号模型，描述系统在额定工作点附近的工作特性。

然而，由于这种方法规定变换器的参数只能在额定工作点附近变化，因此，对于工作在各种参数变化较大（如输入电压变化较大）的移相全桥变换器来说，这种建模方法显然不是很有效。

为了克服这一缺点，文献[2]提出了准线性建模方法。

准线性模型由稳定点模型和该稳定点下的小信号扰动模型两部分组成。

稳定点模型描述系统在特定输入电压和负载情况下的稳定特性，其稳定工作点是变化的；扰动模型描述变换器在稳定点的暂态特性，它不是围绕着固定工作点作扰动得出的小信号模型，而是围绕着变化的工作点作扰动，且其变量比前者减少的小信号差分状态方程来描述。

116AUTO TIMEAUTOMOBILE DESIGN | 汽车设计移相全桥ZVS 控制的电动汽车DC/DC 转换器设计研究王迎斌南京长安汽车有限公司　江苏省南京市　211200摘 要： 本文采用移相全桥控制策略，设计了一种应用于电动汽车的DC/DC 变换器并能实现功率开关的零电压导通。

本文对其进行了简要介绍移相全桥ZVS-DC 变换器的拓扑结构。

制造了一个原型进行了一系列的实验。

最终的实验结果与仿真结果相一致，且满足要求设计要求，证明设计方案的可行性。

关键词：移相全桥　电动汽车　拓扑结构　ZVS 控制1　引言伴随着全球能源危机情况的日益严重，节能环保汽车需求不断增加，大力发展电动汽车已成为国家重要战略的目标之一，而作为电动汽车核心部件的DC/DC 转换器，对其进行更深入的研究和改进也变得愈发迫切。

开关电源由于效率高、可靠性好等优点近年来逐渐受到设计人员的关注，其高频状态下的功率器件具有非线性特性，寄生电路参数在高频工况下效应明显，可以通过平稳的系统操作达到高效传输的目的。

在此设计中，相移全桥ZVS DC/DC 设计了电动汽车用变频器。

相移全桥ZVS DC/DC 转换器适用于中功率和大功率场合。

它可以充分利用功率器件的寄生参数来实现零电压开关并提高开关的开关频率[1]。

2　移相全桥ZVS DC / DC 转换器的结构和特征DC/DC 转换器可以将不可调节的直流电压转换成可调节的直流电压。

随着电动汽车的发展，DC/DC 转换器越来越多地应用于电动汽车中广泛。

由于动力电池的高压电源可以转换为低压电源通过DC/DC 转换器可以替代传统车辆中的小型发电机车辆的布局和结构可以优化。

相移全桥ZVS DC/DC 转换器的拓扑如图1所示。

全桥逆变器电路用于变压器的一次电路。

Q 1，Q 2，Q 3和Q 4是功率器件，例如IGBT 或MOSFET。

D 1，D 2，D 3和D 4是Q i 的寄生二极管分别。

C i 是寄生电容。

通信电源DC-DC变换器的移相全桥电路分析通信电源DC/DC变换器的移相全桥电路分析本文针对通信电源中DC/DC变换器的移相全桥主电路进行了分析及研究，并提出了采用改进型倍流整流移相全桥电路，来克服传统ZVS PWM全桥变换器存在的一些问题。

1 集中供电方式通信电源系统为了保证稳定、可靠、安全供电，通信电源系统可采用集中供电、分散供电、混合供电或一体化供电方式。

其中集中供电方式通信电源系统的组成框图如图1 所示。

图1 集中供电通信电源系统示意图目前，国内外通信电源仍然大都采用模拟和数字相结合的控制方式，大量应用数字化技术的还主要是保护和监控电路以及与系统的通信，完成电源的起动、输入与输出的过、欠压保护，输出的过流与短路保护及过热保护等，通过特定的界面电路，也能完成与系统间的通信与显示，但PWM 部分仍然采用专门的模拟芯片。

如中兴和华为目前还是采用传统的模拟技术，艾默生已有部分产品采用了全数字的控制，但其EMC、环路稳定性等问题还有待于改善。

本文针对通信电源的特点及现状，采用倍流整流的移相全桥变换器作为主电路，进行了关键参数的计算，并设计出样机进行分析仿真结果。

2 改进型倍流整流移相全桥变换器关键参数设计倍流整流主电路结构如所图2 示。

该电路由全桥逆变和倍流整流电路组成，根据负载大小的不同，该电路可工作在断续和连续模式，在断续状态下，副边二极管自然换流，没有反向恢复引起的电压尖峰，也没有占空比丢失的情况发生，但占空比较小，效率较低。

图2 倍流整流主电路在连续模式下(如图3 所示)，要从实现副边整流二极管的自然换流以及实现滞后管ZVS 两个方面着手。

而实现这两点的关键在于阻断电容和输出滤波电感的优化设计。

图3 电路连续模式波形图下面对这两个元件的选择作出分析。

2.1 阻断电容设计阻断电容上的电压使得原边电流在零电平时快速下降，所以副边整流二极管在副边电压为零阶段能换流结束，从而避免了二极管的反向恢复问题，并且二极管换流结束后，由于二极管的自然阻断能力，电感上的电流反向后可以流经副边，从而折射回原边给滞后管提供能量实现ZVS。

桥臂开关管 ｓ 和 ｓ 上用来阻断反向电流 ，
实现零 电流开通。阻断电容 Ｃ 较小 Ｖ 的
导 通。Ｖ 等于 零 ，所以此时加在 变压 器
原边绕组和漏感上的电压为阻断电容电压
纹波够 大 ，使得 开关 管的 电路能够 迅速
减小到零。
将 其 工 作 过 程 分 为 ８ 个 模 态 进 行 分
Ｐ ＣＤ ＷＭ Ｄ ／ Ｃ变换器拓扑的改进
冯福生 ’ 赵振 民’ 冯秋霜
１
、
黑龙 江 科技 学 院 １ ０ ２ ０７ ５
２
、
东北轻合金 有限责任公 司 １０ ６ ００ ５
进方 法 。
本文在移相 全桥 Ｚ Ｚ Ｓ Ｐ Ｍ 变换 器基 本原理 ＶＣ Ｗ
的 基 础上 ，对 其 拓扑 结 构 进 行 了改进 ， 实现 了
ｕ ，原边 电流 开始减小 ，原边 电压极 性
关断 。其特 点是 ：滞 后桥 臂可 以避免 开
通时 电容释放 的能量加 大开 通损 耗 ；超 前桥臂 开关仍 然是零 电压开 通 ，利 用其 输 出 电容 与 电感谐振 。 本论文 主要利 用 以上 ｚ Ｃｓ基本工作 原理提出 了一种改 Ｖｚ
维普资讯
ｓ ，原边电流 ｉ从 ｓ 中转移 到 Ｃ 和 Ｃ， ， ， ， 支 路 中，以 相同的速率给 Ｃ， 电，同时 Ｃ， 充
放 电。
［】王增福 ， １ 魏永明 。 开关电源原 理与应 软
牝京； ｝ 电二工韭电媛社 ． ０ ａ Ｂ ０ Ｊ）北京： 阪． 电子工业出版社 ．ｏ＜ ｚｏ
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图 １ 改进 的 拓 扑 图
图 ２ 主 要 波形 图

摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考.关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器1概述所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断.ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响.滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的.即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长.原边电流复位目前主要有以下几种方法:1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件;2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件;3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件.2电路拓扑根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考.1)NhoE.C.电路如图1所示[1].该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关.这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高.变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大.该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计.2)ChenK.电路如图2所示[2][3].该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容.电感L1和L2很小,不影响开关管的ZVS,但有两个好处:一是限制振荡的电流峰值;二是在负载很小,开关管不能实现ZVS时,限制开关管的开通电流尖峰.该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性,解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题,可以提高IGBT的开关频率,而且在负载很小时也能实现零电流开关.但是,这个电路也付出了代价,漏感L1k中的能量反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中.3)原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示.它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls,并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb,阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合,能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关.在原边电压过零阶段,饱和电感工作在线性状态,阻止原边电流ip反向流动,在原边电压为Vin或-Vin时,它工作在饱和状态.尽管它有许多明显的优势,但也有不足之处,如最大占空比范围仍受到很多限制,特别是饱和电感上有很大的损耗,饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题.4)副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5].这种电路没有使用耗能元件,在副边增加有源箝位开关S,并通过对有源箝位开关的适当控制,为滞后桥臂创造零电流开关条件.超前桥臂在零电压导通与关断的过程中,输出滤波电感Lf参与了谐振过程,而输出滤波电感通常具有很大的值,超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件,开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制.在此种拓扑结构中,可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象,这种现象称为“占空比增大效应”(dutycycleboosteffect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的.此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些,以及有源箝位开关采用的是硬开关,但是,有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间,对变换器整体效率影响很小.5)利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变换器电路拓扑如图5所示[6].该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路,无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS.其副边整流电压可由箝位电容箝位,一般可将其限制在120%额定值内,该方案可在大功率场合应用.该电路拓扑的优点是负载范围宽,占空比损失小,器件的电压应力、电流应力小,成本低.但是它也有缺点,即副边结构复杂,设计时有些困难.6)副边带能量恢复缓冲电路的FB-VZCS-PWM变换器如图6所示[7].它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路,此电路在能量传递初始期间,电容Cs1和Cs2与漏感谐振,电容上的电压达到2nVin,超前桥臂开关管一关断,电容上电压就折合到原边,在漏感上产生一反压,使得原边电流下降.而且,通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS.该结构稍微复杂些,最大缺点是,由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振,使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍,增加了整流管的电压应力,并且由于存在大量环流,也增加了导通损耗.7)使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8].它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压.除了增加二极管Ds4外,其工作原理和线路与6)相同.8)滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9].它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动.可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关.9)副边利用简单辅助电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图9所示[10].此电路副边由一个简单辅助电路构成:包括一个小电容和两个小二极管,结构简单,整流电压不恒定,取决于占空比.该方案不含饱和电感,辅助开关,不产生大的环流,没有额外的箝位电路,这是因为,副边整流电压被箝位于箝位电容电压与输出电压之和.所用的元器件均在低电压,低电流下工作,还有负载范围宽,占空比损失小等优点,从而使此变换器具有高效率,低成本,解决了目前常见变换器的许多问题.在高功率场合很有发展前途.3结语综上所述可知,图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流,降低了总效率并阻碍功率超过5kW;图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流,价格较贵并且控制复杂,有源箝位开关采用的是硬开关,开关频率是原边的两倍,开关损耗大;图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下,有较宽的ZVZCS范围,较小的占空比损耗,不存在严重的寄生环流,功率超过5kW,但是辅助电路复杂;图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量,降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍,增加了副边整流管的电流应力,变压器和开关的导通损耗也增加了;图7电路是对图6电路的改进,它减小了副边瞬间超压和环流,也能使开关损耗传到负载;通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k 复位时间,可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量,后者比前者加倍,因而使用图7电路能扩展到重载范围.图9电路简化了前几种ZVZCS方案,仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路,无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS,不仅为原边开关提供ZVZCS条件,而且箝位副边整流二极管,效率高而且价格便宜.。