电流型移相全桥DCDC变换器研究

电气控制课程设计题目：基于UC3875全桥移相DC/DC变换电路设计作者班级08-1BF院系信息学院专业自动化学号 *********** 序号35指导老师荣军完成时间2011年12月目录摘要 (3)关键字 (3)1 概论 (3)2 电路原理和各工作模态分析 (3)2.1电路原理 (3)2.1.1 全桥移相（ZVS-PWM）变换器工作原理 (3)2.1.2 全桥移相（ZVZCS-PWM）变换器工作原理 (4)2.2模态分析 (6)3 开关变压器与功率器件选择 (6)3.1功率器件选择 (6)3.2变压器选择 (7)4 控制电路设计 (7)4.1UC3875芯片简介 (7)4.2外围电路设计 (8)4.3控制电路设计 (10)5 系统仿真 (11)6 心得与体会 (14)参考文献 (14)基于UC3875全桥移相DC/DC变换电路设计摘要：全桥移相PWM开关电源具有拓扑结构简单、输出功率大、功率变压器利用率高、易于实现软开关、功率开关器件电压电流应力小等一系列优点，在中大功率应用场合受到普遍重视。

而传统的全桥PWM开关电源，功率器件处于硬开关状态，在较大的电压、电流应力下实现开关，因此产生很大的开关损耗，降低了电源运行的可靠性。

在DC/DC变换器中，则多采用以全桥移相控制软开关PWM变换器，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率变换器应用场合。

用软开关技术实现的DC/DC变换器其效率可达90%以上，本文就由UC3875芯片组成3kWDC/DC变换器作了分析和研究。

关键字：UC3875，全桥移相，DC/DC变换，ZVS-PWM1 概论上世纪60年代开始起步的DC/DC-PWM功率变换技术出现了很大的发展。

但于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。

因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。

全桥dcdc变换器工作原理
全桥DC-DC变换器是一种电源转换器，它可以将直流电压转换为另一种直流电压。

它由四个开关管和一个输出滤波器组成，其中每个开关
管都有一个二极管并连接成桥形。

在工作时，两个对角线上的开关管分别被打开和关闭，以控制输入电
压施加到输出端口的方式。

当S1和S4关闭时，输入电压施加到输出
端口的正极上，而当S2和S3关闭时，则施加到负极上。

在这种情况下，输出滤波器将平滑输出电压，并通过负载传递给负载。

此外，在每个周期结束时，在两个对角线上打开的开关管会关闭，并
在另外两个对角线上打开的开关管会切换状态以实现反向电流路径。

这种变换器可以通过调整各个开关管的占空比来控制输出电压。

例如，如果要降低输出电压，则可以增加S1和S4的占空比，并减少S2和
S3的占空比。

反之亦然。

总之，全桥DC-DC变换器是一种高效、可靠且灵活的电源转换器。

它可以广泛应用于许多领域，如工业、汽车、航空航天等。

LLC串联谐振全桥DCDC变换器的研究移相全桥和LLC区别LLC串联谐振全桥DC-DC变换器是一种高效率的电力转换器，在许多应用中被广泛使用。

它可以实现高频率的电力转换，并具有快速的动态响应和低噪声特性。

与传统的移相全桥变换器相比，LLC变换器具有以下几点不同之处。

首先，移相全桥变换器是一种自振变换器，它的输出电压和输入电压之间的变换是通过改变谐振电感的相位来实现的。

这种变换方式能够提供高效率，但在高转换比时可能会出现电压换流问题。

而LLC变换器采用串联谐振网络，可以消除电压换流问题，并且提供更稳定的输出电压。

其次，移相全桥变换器的控制方式是通过改变谐振电感的频率来控制输出电压和输入电压之间的变换。

这种频率调制可以实现精确的电压调节，但需要更复杂的控制算法。

而LLC变换器采用谐振电容和谐振电感的并联谐振，能够通过改变谐振频率来实现精确的电压调节。

同时，LLC变换器的控制方式更简单，可轻松实现开环或闭环控制。

此外，LLC变换器还具有更低的开关损耗和更高的功率密度。

由于谐振网络可以在零电压或零电流点进行开关切换，因此LLC变换器的开关频率可以设置得相对较高，从而减少开关损耗。

与此同时，LLC变换器的谐振网络能够实现较高的功率密度，因为它可以有效地利用电流和电压的变化。

最后，LLC变换器还具有较低的EMI噪声和较少的谐振峰。

由于LLC变换器采用谐振网络，可以在零电压或零电流点进行开关切换，从而减少开关干扰和EMI噪声。

与此同时，LLC变换器还能够通过调节谐振频率来抑制谐振峰，从而减少谐振峰对系统的影响。

综上所述，LLC串联谐振全桥DC-DC变换器相对于传统的移相全桥变换器具有更稳定的输出电压、更简单的控制方式、更低的开关损耗和更高的功率密度。

因此，在高效率、高转换比和高功率密度的应用中，LLC变换器通常是更为理想的选择。

一种大电流输出的全桥DC/DC变换器平均电流控制模式控制分析2009年09月21日作者：王少坤来源：《中国电源博览》编辑：樊晓琳摘要：倍流整流电路能够降低变压器副边的电流，特别适合于大电流输出的应用。

本文分析和研究了平均电流模式控制策略在带有倍流整流电路的大电流输出全桥DC/DC变换器中的应用。

并进行了仿真和实验。

关键词：DC/DC变换器；电流控制；倍流整流Abstract: The two inductor rectifier circuit offers reduced secondary side current rating and is most suitable for high current applications. The paper analysis of average current mode Control on a high current output FB DC/DC Converter with two inductor rectifier circuit. Simulations and experiments ensure the rightness of the method.Key Words: FB DC/DC Converter; Current-mode Control; Compensation Network0 引言相比电压控制模式控制，电流控制模式通过对电感电流的相位补偿，大大改善了电源的动态响应和并联特性。

倍流整流（CDR）能够降低变压器副边的电流，减少其损耗；同时它有两个输出滤波电感，流经每个电感的电流只有负载电流的一半，输出滤波电感的损耗也小，特别适用于现今越来越多的需要大电流输出的场合。

本文对一种带倍流整流电路的全桥DC/DC变换器的平均电流模式控制进行了分析和仿真。

1 两种电流控制模式的优缺点比较电流控制模式有两种类型：峰值电流模式控制(PCMC)和平均电流模式控制(ACMC)。

280W移相全桥软开关DC／DC变换器设计摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。

通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极摘要：为抑制输出整流二极管反向恢复引起的电压振荡，采用原边带箝位二极管的电路拓扑设计DC／DC变换器。

通过调节移相角调节输出电压，利用开关管的结电容和外接电容以及原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，与传统的移相变换器相比，在变压器原边增加了2个二极管对输出整流二极管进行箝住，实验表明，该方案在实现开关管零电压开通和关断的同时，能够抑制输出整流二极管两端的电压振荡，减小输出整流二极管的电压应力。

关键词：软开关变换器；寄生振荡；箝住二极管；尖峰电压移相控制的全桥PWM变换器是最常用的中大功率DC／DC变换电路拓扑形式之一。

移相PWM控制方式利用开关管的结电容和高频变压器的漏电感或原边串联电感作为谐振元件，使开关管能进行零电压开通和关断，从而有效地降低了电路的开关损耗和开关噪声，减少了器件开关过程中产生的电磁干扰，为变换器提高开关频率、提高效率、减小尺寸及减轻质量提供了良好的条件。

然而，传统的移相全桥变换器的输出整流二极管存在反向恢复过程，会引起寄生振荡，二极管上存在很高的尖峰电压，需增加阻容吸收回路进行抑制，文献提出了两种带箝位二极管的拓扑，可以很好地抑制寄生振荡。

本文采取文献提出的拓扑结构，设计了一台280 W移相全桥软开关DC／DC变换器，该变换器输入电压为194～310V，输出电压为76V。

1 主电路拓扑及工作过程分析本设计所采用的主电路拓扑如图1所示。

移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。

对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。

[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。

一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。

硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。

本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。

二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。

其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。

低压大电流移相全桥开关电源的研究丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【摘要】给出硬件电路系统框图,然后结合采用移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器的电路拓扑结构,推导并计算了几个关键的主电路参数,接着给出了产生PWM波相关的硬件电路图,最后在10kW的直流电源样机的环境下进行了实验并得出实验波形.%The paper firstly described the hardware block diagram of circuitry.It then calculated several key parameters of the main circuit combined with the use of phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter circuit topology.It also presented the relative hardware circuit of the PWM wave generation,Finally,experiments were conducted in the 10KW DC power supply prototype environment and experimental wave forms were obtained.【期刊名称】《湖北工业大学学报》【年(卷),期】2012(027)002【总页数】5页(P40-44)【关键词】移相全桥;DC/DC变换器;PWM【作者】丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【作者单位】湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068【正文语种】中文【中图分类】TM46由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.1 系统框图系统框图见图1.图1 硬件系统框图三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k ＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.2 关键参数的设计移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.图2 移相全桥ZVS变换电路2.1 高频变压器的设计高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：V in为高频变压器的直流输入电压，在这里取最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；f s为开关工作频率（20 k Hz）；B w为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，A e ＝A S×K e，K e＝0.97；将参数代入式（1）中可得由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比D max来计算高频变压器副边的最大输出电压值其中：V 0为输出电压值；V D为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；V L为输出滤波电感上的电压损耗；V R输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输入电压V in（max）来决定变压器的副边匝数.直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得变压器的原边与副边的匝数比关系如下：由此可得变压器的副边匝数又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.2.2 超前桥臂谐振电容的设计为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝L r＋K 2×L f L r，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q 1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为t 01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q 3驱动信号的死区时间T d大于并联电容的放电时间t 01，所以要满足才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C 3的电压放电到零的时间将变得很长，当t 01＞T d时，将会失去零电压条件，所以选择C 1和C 3的电容值要根据死区时间和要求实现零电压开关的负载范围来确定.由于使用的开关器件是IGBT，所以死区时间不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为2.5μm，DC／DC变换器在大于10%的额定电流能实现零电压开关，即原边电流I 1大于4 A能实现零电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为530 V，将这些数据带入式（3）得因为C 1＝C 3，在这里取C 1＝C 3＝4.7 n F，采用的电容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯电容.2.3 滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上的两个二极管DR1和DR2同时导通，致使变压器原边绕组短接电压为0，所以使得原边等效电感就只是L r L＝L r＋K 2×L f，这就使得滞后桥臂的等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电流就不能看成电流源，而且电流变化大.所以滞后桥臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥臂的零电压开关，要满足以下两个条件.1）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂的电容的储存能量，即其中CTR为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上式可以简化为Clag为滞后桥臂的并联电容的平均值，且2）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的四分之一，公式如下：把上式变形一下可得根据这两个约束条件和滞后桥臂大于10 A时能实现零电压开关，就能确定出谐振电感L r和并联电容Clag的参数值.由上述约束条件可得把以知的参数代入公式（4）中由于C 2＝C 4，在这里取Clag＝22 F.由于滞后桥臂的并联谐振电容为22 F，从而可以根据式（5）来确定由于高频变压器的原边总漏感为12μH，所以谐振电感值为45.6μH.在实际的调试过程中，最好把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实际的电路来确定.3 PWM硬件电路设计下面主要给出PWM的硬件控制电路和过压过流保护电路，PWM的硬件功能框图和硬件电路如图3.DSP28335输入输出口都是3.3 V，而在设计故障封锁电路时用到的是集成与门CD4081，CD4081的工作电压分别在5 V、10 V、15 V，当工作电压是5 V时，只有当输入电压最低为3.5 V才默认为高电平，所以需要把3.3 V转换成5 V，这里用的电平转换芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V 转为3.3 V或者由3.3 V转为5 V电平的带三态门输出的移位收发器，在这里用的是3.3 V转为5 V电平.硬件电路见图4.电路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，数字2表示第二路，由图4可知只用到第二路，当2 OE为低电平，2DIR为高电平时，A端口处于高阻态，B端口是使能的，所以信号是从A端口到B端口，也就是说PWM波处于输出状态.故障封锁信号如图5所示.图5 故障封锁电路在正常情况下，故障信号BLOCKALL是高电平1，当有故障发生时故障信号BLOCKALL就为低电平0，在更4路PWM相与使得4路输出为0，就把PWM 波封锁了.由于故障信号BLOCKALL牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图以说明硬件设计思想（图6）.在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经过RS触发器后为高电平5 V，高电平5 V是接到三极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关.所以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了.RS触发器出来的故障信号经过集成或门CD4075，是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信号，再经过一个非门CD4011把故障电平信号反一下变为低电平0，当有故障发生时，也就得到故障信号BLOCKALL为低电平0；没有故障发生时，故障信号BLOCKALL为高电平1.比较电平转换的电路如图7所示.在调试过程中，PWM波参考电压QDVF信号为1 V，PWM波信号QDONE在正常工作时电压有效值为2.1 V，经过比较器L M311出来的电压信号最大为15 V，因为比较器L M311的偏置电压给的是15 V，这样就把PWM波最大为5 V 的信号变成15 V的信号，这里只给出一路PWM波信号，其余三路与此相同.这里出来的PWM波到了IGBT驱动板，再由IGBT驱动板驱动IGBT使其工作.4 实验波形在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的尖峰很高，图8是当阻性负载为350 A时的波形，电压尖峰将近400 V，这是谐振电感感应的电压尖峰.为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐压值为1 200 V的快恢复二极管，电压波形从图9可以看到，在阻性负载为350 A时的变压器的原边电压尖峰只有100V，电压尖峰消减了300 V，说明此处加上快恢复二极管能起到很好的作用.图10给出的是IGBT的超前桥臂驱动波形，正电压为15 V，负电压为－10 V，负电压是为了让IGBT有效地关断，从图10可以看出，超前臂Q 1和Q 3的驱动信号相反，不存在直通情况.图11是超前桥臂Q 1的GE，CE电压波形，1是驱动信号，2是IGBT的CE的电压波形，由此图看出，当驱动信号关断时，IGBT的CE电压由0开始慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时，IGBT的CE端的电压几乎为0，实现了零电压开通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（3）可知，重载时更容易实现零电压开通.图11 带载35 A时Q1的GE，CE的电压波形最后是突加突减实验波形，突加实验是从电流35 A增加到350 A（图12），突减实验是从电流350 A降到35 A的情况（图13）.图12 从35 A到350 A时的电压突加波形图13 从350 A降到35 A时的电压突减波形5 结论实验证明移相全桥ZVS拓扑结构能够实现零电压开通，减少开关损耗，而且动态性能比较好，适用于大功率的直流电源的软开关电路［4］.［参考文献］［1］孔雪娟，彭力，康勇.模块化移相谐振式DC－DC变流器和并联器［J］.电力电子技术，2002，36（5）：40－43.［2］陈坚.电力电子学［M］.北京：高等教育出版社，2009：291－297. ［3］段善旭，余新颜，康勇.便携式逆变弧焊电源［J］.电焊机，2004，33（12）：28－31.［4］阮新波，严仰光.脉宽调制DC／DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京：科学出版社，1999.。

双重移相控制的双向全桥DCDC变换器及其功率回流特性分析一、本文概述本文旨在对双重移相控制的双向全桥DCDC变换器进行深入研究，并探讨其功率回流特性。

随着电力电子技术的快速发展，DCDC变换器作为能源转换与管理的核心组件，广泛应用于电动汽车、可再生能源系统、数据中心等众多领域。

其中，双向全桥DCDC变换器因其高效率、高功率密度和灵活的能量双向流动特性而受到广泛关注。

双重移相控制策略作为一种先进的调制方法，能够有效优化双向全桥DCDC变换器的性能。

它通过独立控制两个桥臂的移相角，实现输出电压和电流的精确调节，同时提高变换器的整体效率。

然而，双重移相控制策略也带来了复杂的功率回流问题，即在变换器工作过程中，部分功率会在不同桥臂之间回流，导致能量损失和效率下降。

因此，本文将对双重移相控制的双向全桥DCDC变换器的功率回流特性进行深入分析。

我们将建立变换器的数学模型，明确功率回流产生的机理和影响因素。

然后，通过仿真和实验验证，研究功率回流对变换器性能的影响程度，并提出相应的优化措施。

我们将总结双重移相控制策略在双向全桥DCDC变换器中的应用前景，为相关领域的研究和实践提供参考。

二、双重移相控制的双向全桥DCDC变换器基本原理双重移相控制的双向全桥DCDC变换器是一种高效、灵活的电能转换装置，能够实现双向的电能传输和功率回流。

其基本原理在于通过两个独立的移相控制策略，分别控制全桥变换器的两个桥臂，从而实现输入与输出之间的电压和电流的灵活调节。

变换器由两个全桥电路组成，每个全桥电路包括四个开关管，通过控制开关管的通断状态，可以实现电能的输入和输出。

双重移相控制策略则通过独立控制两个全桥电路的移相角，实现电能的高效转换。

在功率回流过程中，双重移相控制策略可以有效地调整回流电流的大小和方向，从而实现功率的高效回流。

具体而言，当变换器工作在逆变状态时，通过调整移相角，可以控制回流电流的大小和方向，使其与输入电流相匹配，从而实现功率的高效回流。

移相ZVS-PWM全桥变换器综述移相ZVS-PWM全桥变换器概述摘要:移相ZVS-PWM DC/DC全桥变换器巧妙利用变压器漏感和开关管的结电容来完成谐振过程，使开关管实现零电压开关(ZVS)，从而减少了开关损耗。

重点简述了该类变换器的基本原理，介绍了几种常见的拓扑，并简要地分析了它们的优缺点，最后指出了其发展方向。

关键词:移相全桥变换器零电压开关（ZVS）Overview of Phase Shift ZVS-PWM Full Bridge ConverterAbstract:Phase shift PWM DC/DC full bridge converter completing resonance procedure through leakage inductance of the transformer and junction capacitor of switch. It can make the switch achieve ZVS, decreasing the switching loss and interference .This paper describes the basi c principle of the converter, introduce several common topology, some common topologies as well as their advantages and drawbacks are discussed and analyzed. Finally it points out the development direction of the Converter.Key words:phrase shift，full bridge converter，ZVS引言全桥变换器广泛应用于中大功率的直流变换场合，近些年来，其软开关技术吸引了国内外学者的广泛关注，出现了很多控制策略和电路拓扑，其中移相控制是目前研究较多的控制方式，而以移相全桥零电压开关变换器(FB-ZVS-PWM)应用更为广泛。

全桥DC/DC变换电路实验一．实验目的1．掌握可逆直流脉宽调速系统主电路的组成、原理及各主要单元部件的工作原理。

2．熟悉直流PWM专用集成电路SG3525的组成、功能与工作原理。

3．熟悉H型PWM变换器的各种控制方式的原理与特点。

二．实验内容1．PWM控制器SG3525性能测试。

2．H型PWM变换器DC/DC主电路性能测试。

三．实验系统的组成和工作原理全桥DC/DC变换脉宽调速系统的原理框图如图6—10所示。

图中可逆PWM变换器主电路系采用MOSFET所构成的H型结构形式，UPW为脉宽调制器，DLD为逻辑延时环节，GD为MOS管的栅极驱动电路，FA为瞬时动作的过流保护。

全桥DC/DC变换脉宽调制器控制器UPW采用美国硅通用公司（Silicon General）的第二代产品SG3525，这是一种性能优良，功能全、通用性强的单片集成PWM控制器。

由于它简单、可靠及使用方便灵活，大大简化了脉宽调制器的设计及调试，故获得广泛使用。

四．实验设备及仪器1．教学实验台主控制屏2．NMCL—31组件3．NMCL—22组件4．可调电阻负载5．双踪示波器(自备)五．实验方法1．UPW模块的SG3525性能测试（1）用示波器观察UPW模块的“1”端的电压波形，记录波形的周期。

（2）用示波器观察“2”端的电压波形，调节RP2电位器，使方波的占空比为50%。

（3）用导线将给定模块“G”（15V直流可调电源位于NMCL－31）的“1”和“UPW”的“3”相连，分别调节正负给定，记录“2”端输出波形的最大占空比和最小占空比。

2．控制电路的测试（1）逻辑延时时间的测试在上述实验的基础上，分别将正、负给定均调到零，用示波器观察“DLD”的“1”和“2”端的输出波形，并记录延时时间t d=（2）同一桥臂上下管子驱动信号列区时间测试分别将“隔离驱动”的G和主回路的G相连，用双踪示波器分别测量V VT1.GS和V VT2.GS以及V VT3.GS和V VT4.GS的列区时间：t dVT1.VT2= t dVT3.VT4=3．DC/DC波形观察按图6—11a接线。

电力电子变压器中双有源桥DCDC变换器的研究一、本文概述随着可再生能源和分布式发电系统的快速发展，电力电子变压器（Power Electronic Transformer, PET）在智能电网和微电网中扮演着越来越重要的角色。

作为PET的核心组成部分，双有源桥DCDC 变换器（Dual Active Bridge, DAB）因其高效率、高功率密度和良好的动态响应特性而备受关注。

本文旨在对电力电子变压器中的双有源桥DCDC变换器进行深入研究，探讨其工作原理、控制策略、优化设计及实际应用中的关键问题。

本文首先介绍电力电子变压器的基本概念和特点，阐述其在现代电力系统中的重要作用。

随后，重点分析双有源桥DCDC变换器的拓扑结构和工作原理，探讨其与传统DCDC变换器的区别和优势。

在此基础上，研究DAB变换器的控制策略，包括移相控制、电压控制等，并分析不同控制策略下的性能和特点。

本文还将关注DAB变换器的优化设计，包括参数选择、损耗分析、热设计等方面。

通过理论分析和实验验证，提出有效的优化方法，提高DAB变换器的效率和可靠性。

本文还将探讨DAB变换器在电力电子变压器中的实际应用，包括并网逆变器、储能系统、微电网等领域，分析其在实际运行中的性能和面临的挑战。

本文的研究成果将为电力电子变压器的设计和应用提供有益的参考，推动智能电网和分布式发电系统的发展。

二、双有源桥DCDC变换器的基本原理双有源桥（Dual Active Bridge, DAB）DCDC变换器是一种基于移相控制的双向DC-DC变换器，其基本原理是通过控制两个全桥逆变器的移相角，实现两个直流电源之间的功率传输和电压变换。

DAB变换器由两个全桥逆变器和一个高频变压器组成，每个全桥逆变器由四个开关管构成，可以独立地控制电流的流向。

高频变压器用于实现两个直流电源之间的电气隔离，同时传递功率。

DAB变换器的工作过程可以分为两个阶段：正向传输和反向传输。

在正向传输阶段，功率从高压侧传输到低压侧；在反向传输阶段，功率从低压侧传输到高压侧。

移相全桥变换电路尖峰产生及抑制机理研究作者：傅文珍，周丰来源：《科技创新导报》 2011年第5期傅文珍周丰（嘉兴学院浙江嘉兴 314000）摘要：本文分析了应用于焊接和通信技术电源的移相全桥变换器电压、电流尖峰产生机理及抑制措施；进一步总结了几种常见电压、电流尖峰抑制措施，并结合1.8KW通信电源的实验证明加缓冲电容器抑制电压尖峰的有效性。

关键词：移相全桥变换器电压尖峰电流尖峰抑制措施中图分类号：TM7 文献标识码：A 文章编号：1674-098X(2011)02(b)-0042-02引言传统移相全桥DC/DC变换器软开关实现靠变压器漏感和开关管寄生电容。

这种电路简单易实现但仍存在缺陷：如轻载时滞后桥臂难于实现ZVS、占空比丢失严重等。

改进全桥电路拓扑有NhoE.C.电路[1]，ChenK电路[2]，原边加隔直电容和饱和电感FB-ZVZCS-PWM[3]，副边有源箝位开关FB-ZVZ CS-PWM[4]，带输入滤波电感全桥电路[5]等。

随着软开关技术和高频技术发展，对开关器件高效性提出更高要求。

效率可用输入输出电压电流计算。

因此，减少开关管电压电流尖峰可以有效减少开关损耗。

尽管改进方法不断，但还不能满足需要，特别在高频切换下MOSFET自身寄生电感电容，变压器涡流等使全桥变换器工作十分复杂，从而引起电压和电流尖峰。

1 电压尖峰产生机理分析电压尖峰产生机理，主要有以下几种：(1)开关管通断引起电压尖峰：移相全桥变换电路如图，Lp是线路引线寄生电感，Q1-Q4为开关管，D1-D4为开关体二极管，C1-C4为开关寄生电容。

如图1所示。

(2)开关管体二极管引起电压尖峰：开关管导通，体二极管承受反压而关断。

体二极管一般为慢恢复型，承受很小反压下，开关关断之前很难抽走反向电荷，此剩余电荷将通过开关管结电容产生一压降，从而产生电压尖峰。

(3)副边整流二极管电压尖峰：如图1，Lr为变压器漏感，参与谐振。

为实现滞后桥臂ZVT，在滞后桥臂中点和漏感之间再串联一个较大辅助谐振电感，使得原边电感量加大。