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移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器0 引言上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1．1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；(4)滤波电感足够大。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
移相全桥ＺＶＳＰＷＭＤＣ／ＤＣ变换器的仿真分析作者：龙泽彪施博文来源：《消费导刊·理论版》2008年第17期[摘要]本文首先在研究硬开关的缺陷上，提出软开关技术。
对移相控制ZVS PWM DC/DC 变换器的工作原理进行分析研究的基础上，使用PSpice9.2计算机仿真软件对变换器的主电路进行仿真和分析，验证该新型DC/DC变换器的拓扑结构设计的正确性和可行性。
[关键词]软开关 DC/DC ZVS 移相控制 PSpice9.2作者简介：龙泽彪（1985-），男，湖北仙桃人，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：异步电机控制；施博文（1985-），男，贵州大学电气工程学院在读硕士研究生，研究方向：电力电子与电气传动。
一、引言随着新型电力电子器件以及适用于更高频率的电路拓扑和新型控制技术的不断出现，开关电源朝着小型化、高效化、低成本、低电磁干扰、高可靠性、模块化、智能化的方向发展。
硬开关DC/DC变换器在电流连续工作模式下会遇到严重的问题，这一般都与有源开关器件的体内寄生二极管有关，其关断过程中的反向恢复电流产生的电流尖峰对开关器件有极大的危害。
本文在对DC/DC变换器的基本工作原理进行分析、研究的基础上，对已经出现的软开关DC/DC变换器拓扑结构进行分析研究，提出的一种新型的DC/DC变换器的拓扑结构，并进行深入的研究。
二、移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器的工作原理移相控制ZVS PWM DC/DC全桥变换器（Phase-Shifted zero-voltage-switching PWMDC/DC Full-Bridge Converter，PS ZVS PWM DC/DC FB Converter），是利用变压器的漏感或原边串联的电感和功率管的寄生电容或外接电容来实现开关管的零电压开关，其主电路拓扑结构及主要波形如图1所示。
其中，D1～D4分别是S1～S4的内部寄生二极管，C1～C4分别是S1～S4的寄生电容或外接电容，Lr是谐振电感，它包含了变压器的漏感。
ZVS移相全桥变换器设计ZVS（Zero Voltage Switching）移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，它能够实现能量的高效传输和转换。
在本文中，我们将详细介绍ZVS移相全桥变换器的设计原理、工作原理和关键技术。
1.设计原理（1）ZVS技术：ZVS技术能够将开关管的开关转换时刻与输入电流或输出电压为零的时刻相匹配，从而避免了开关管的开关损耗和开关管产生的电磁干扰。
（2）全桥变换器：全桥变换器采用四个开关管和两个二极管，能够实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动。
2.工作原理（1）开关管S1和S2导通，开关管S3和S4关闭，输入电源向电感L1充电；（2）当开关管S1和S2关闭，开关管S3和S4导通时，电感L1释放能量供应给负载；（3）根据负载的需求，通过控制开关管S1、S2、S3和S4的导通和关闭，实现输入电压的极性逆变和输出电流的正向流动；（4）根据输入电压的大小、负载的需求和输出电流的波形来控制开关管的开关时刻，实现ZVS操作。
3.关键技术（1）开关管的选择和驱动：选择低导通电阻、低开关损耗的开关管，并使用高效的驱动电路，确保开关管能够在ZVS模式下正常工作。
（2）电感和电容的选择：选择合适的电感和电容数值，以及合适的磁芯材料，提高转换器的功率密度和效率。
（3）控制策略：根据负载的需求和输入电压的变化，采用合适的控制策略，如频率控制、幅度控制、相位控制等，实现最佳的动态响应和效率。
4.实际应用总结：ZVS移相全桥变换器是一种高效的电力转换装置，其设计原理基于ZVS技术和全桥变换器。
通过合适的开关管选择、驱动设计、电感和电容选择以及控制策略的优化，可以实现高效的能量传输和转换。
在实际应用中，ZVS移相全桥变换器能够带来高效、稳定和低干扰的性能优势。
关于移相控制全桥ZVS电源系统的建模和仿真分析
计算机仿真是一种高效、高精度、高经济性和高可靠性研制开关电源的方法，应用计算机仿真技术可以减少设计周期和开发成本，并改进开关电源电路的可靠性。
Saber是当今世界上功能强大的电力电子仿真软件之一，它具有大量的电源专用器件和功率电子器件模型，并提供高精度的电路仿真模型单元库。
数字化是开关电源的发展趋势，它可以实现快速、灵活的控制设计，改善电路的瞬态响应性能，使之速度更快、精度更高，可靠性更强。
因此，本文基于Saber仿真软件对采用数字控制的大功率移相控制全桥ZVS电源系统（12 V /5 000 A）进行了建模、仿真，并对仿真结果进行了分析。
1 主电路的建模
移相控制全桥ZVS2PWM变换器电路实现简单、工作可靠，而且充分利用了器件的寄生参数，不需要加入辅助电路，比较适合大功率低压大电流的应用场合，其主电路结构如图1所示。
图1 移相控制全桥ZVS2PWM电源系统主电路
Saber软件提供了功率器件建模工具Model Ar2chitect,如图2所示为该工具提供的IGBT等效电路模型，根据实际器件的参数调整图2中的各个参数值即可完成建模。
本系统采用IGBT 的型号为CM400HA-24E,其额定参数为1 200 V /400 A.电容c1~c4为外接谐振电容，其中c1 = c3, c2 = c4。
高频变压器采用两个单元变压器串并联的组合方式，它可以使并联的输出。
移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计
摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。
分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。
着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。
并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。
关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器
0 引言
上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析
1．1 电路原理
图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。
S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：
(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间；
(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数；
(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻；
(4)滤波电感足够大。
1．2 各工作模态分析
(1)原边电流正半周功率输出过程。
在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。
电容C 2和C3被输入电源充电。
变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。
在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。
加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。
电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0．7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
(3)(t1′一t3)：原边电流止半周箝位续流过程。
S3在驱动脉冲变为高电平后实现了零电压导通，由于D3已提前提供了原边电流的左臂续流回路，虽然两臂中点电压为零，但原边电流仍按原方向继续流动，逐步衰减。
(4)(t3-t4)：S4关断后滞后臂谐振过程，t3时加到S4的驱动脉冲电压变为低电平，S4由导通变为截止，原边电流失去主要通道。
C4和C2开始充放电，与谐振电感Lr串联谐振。
D2导通续流，为S2的零电压导通作好准备。
原边电流以最大变化率从正峰值急速下降。
(5)(t4一t5)：电感储能回送电网期。
t4时刻D2已导通续流，下冲的电流经D2返回到电源EC，补偿了电网在全桥电路上的功耗。
滞后臂死区时间应该在该时间段内结束。
原边电流下冲到零点。
(6)(t5一t6)：原边电流下冲过零后开始负向增大。
S2和S3都已导通，形成新的电流回路，开始新的功率输出过程。
但副边两整流二极管正是同时导通和急剧变换的过程，副边电压被箝位在低电平，出现占空比丢失过程。
因此滞后臂死区时间设
计是关键。
各时段工作模态等放电路如图3所示，图3中未画出变压器副边电路。
2 关键参数设计
2．1 死区时间设计
该变换器一个周期内有两个关键的死区时间，这两个死区时间的设计会影响到主开关管的电压应力限制和ZVS的实现。
为了保证每个主开关管上电压应力为输入电压的一半，S1要比S3提早关断tdeadF1，S4要比S2提早关断tdead2。
如果4
个开关管的输出结电容COSS1～COSS4是一样的，从理论上讲只要tdead>0就可以了。
但实际上4个开关管的输出结电容不可能完全一致，同时为了保证可靠，此区时间的设置应该满足如下的条件：S1上的电压到达Vin/2，也就是D1已经导通；同样，S4上的电压到达Vin／2，也就是D4已经导通，虽然4个开关管的输出结电容会有差异，但是在用上述方法设计时，可以把COSS1～COSS4看作是器件手册里给定的参数。
假定都是COSS，要满足上述条件，死区时间的设计应满足如下不等式。
S2和S4的零电压是由激磁电感上的激磁电流在tdead2时间段对S3的结电容充电，同时埘S2和S4的结电容放电来实现的。
实际上，死区时间不可能设计得很大。
在原边电流上冲过零点之前，结束tdead2让S4开通，以实现主动功率丌关管的零电压开通。
若tdead2太长，原边电流过零反向流动之后，将难以实现零电压开通。
因此滞后臂的ZVS条件可表示为
由此可见，根据上面的设计方法，两个死区时间的设计表达式是相同的。
由于
式中：n为变压器的变比；
Lm为变压器初级电感量；
fs为开关频率。
将式(3)代入式(1)和式(2)，可以得到两个死区时间的统一设计式
2．2 谐振参数的设计
谐振参数的设计是谐振变换器设计中非常重要的一环，该谐振参数的设汁可以按下面推荐的方法来设计。
首先根据变换器输入输出电压来计算出变压器的变比n，其计算公式如下。
式中：VOmin为输出直流电压：
VD为输出整流二极管的通态压降；
VIf为输出滤波电感上的直流压降；
Dsecmax为副边占空比。
根据期望的谐振电容的最大应力VCmax，来设计谐振电容的大小，其计算公式如下。
式中：Tmax为最大开关周期。
再根据LC振荡频率fs来设计谐振电感Ls的大小，其计算公式如下。
Ls的选择也涉及到很多问题，取大些可有效地抑制原边电流急剧变化引起的寄生振荡，降低开关损耗；但过大义延长了占空比丢失时间，使整机的效率明显降低。
如取小些，负载电流最大时仍能控制移相稳定，提高电源效率，但过小，虽然占空比丢失最小，但增大开关损耗，加剧了开关管的温升，降低了电源的可靠性。
3 实验结果
根据以上方法设计和制作了200W移相全桥谐振ZVS变换器实验样机，其主要参数如下：
输入直流电压Vin为280～550V；
输出直流电压Vo为24V；
输出电流Io为O~8.33A；
开关频率fs为200kHz；
4个主开关管为IRFPG40；
驱动控制芯片为UC3875；
MOSFET驱动芯片采用了MIC4420；
输出整流二极管为MUR3020；
输出滤波电感Lf为19.8μH；
输出滤波电容Cf为1800μF；
谐振电感Lr为28μH。
图4示出了电路的脉冲驱动波形和主开管两端所测脉冲波形。
4 结语
本文在移相全桥ZVS电路拓扑基础之上，根据等效电路模捌，分析了谐振电路在各时序工作模态下的电路原理。
变换器的两个死区时间也合理设计来保证开关管的开关应力，同时满足各个开关管的ZVS实现条件。
谐振参数的设计可以按推荐的方法次序来设计。
发展谐振技术可以提高开关频率、降低开关损耗、减少开关装置的体积和重量。
因此更通用的谐振变换拓扑结构、谐振元件的集成化、谐振拄制技术将是今后发展的主要方向。
