交叉耦合带通滤波器概要

实验一交叉耦合滤波器设计与仿真、实验目的1•设计一个交叉耦合滤波器2•查看并分析该交叉耦合滤波器的S参数、实验设备装有HFSS 13.0软件的笔记本电脑一台三、实验原理具有带外有限传输零点的滤波器，常常采用谐振腔多耦合的形式实现。

这种形式的特点是在谐振腔级联的基础上，非相邻腔之间可以相互耦合即“交叉耦合”，甚至可以采用源与负载也向多腔耦合，以及源与负载之间的耦合。

交叉耦合带通滤波器的等效电路如下图所示。

在等效电路模型中，el表示激励电压源，R1、R2分别为电源内阻和负载电阻，ik(k=1,2,3,, ,N) 表示各谐振腔的回路电流，Mj表示第i个谐振腔与第k个谐振腔之间的互耦合系数(i,j=1,2, , ,N,且片j)。

在这里取3 0=1,即各谐振回路的电感L和电容C均取单位值。

Mkk(k=1,2,3,, ,N )表示各谐振腔的自耦合系数。

n腔交叉耦合带通滤波器等效电路如下图所示：l i 1H丄F J 1F L丨「IVI N4r 1F y1 ----广、'、、L f A1 1M1k t 1M kN *'iM2N人M 1,N_ej■'s jM12jM130jM12s jM23 0=jM13a jM23s9 0jM1,N 一jM2,N U jM3,N —■0 一11jM1 NjM2 NjM3NjM1, N JjM1 NjM2,N -1jM2 NjM3,N -4jM 3njM N —, N i N -1jM N -1, N s R2 JL|N MR i e ik,N 11/2H 'N1/2H 1H1/2H i21/2H ■■-R2这个电路的回路方程可以写为〕「h 1I i2i3或者写成矩阵方程的形式：E = ZI二(sU0• jM R)I般来讲，频率都归一成 1，即0=1,则jM ij j M 厂 j 0M ij其中E 为电压矩阵，I 为电流矩阵，Z 为阻抗矩阵,U0是N X N 阶单位矩阵。

四阶交叉耦合广义切比雪夫带通滤波器的设计四阶交叉耦合广义切比雪夫带通滤波器的设计【摘要】利用Matlab和HFSS设计了一个四阶交叉耦合广义切比雪夫滤波器，文中详细介绍了设计步骤，设计出的滤波器中心频率为2.60 GHz，通带内的回波损耗为15dB，通带相对带宽FBW=6%，传输零点位置在2.485 GHz和2.72GHz。

【关键词】交叉耦合；滤波器；传输零点一、引言随着滤波器的指标要求越来越高，高选择性、小尺寸的滤波器变得十分重要[1]。

通常在不相邻的谐振腔之间引入额外的交叉耦合，在阻带产生有限传输零点，以此来增加截止频率的陡度，提高滤波器的优越性。

这种耦合谐振器滤波器的综合和设计已得到广泛的研究[2]。

二、设计过程本文介绍了四阶交叉耦合广义切比雪夫滤波器的设计，在FR-4的介质基片上设计滤波器，介质基片的介电常数为，基片厚度为0.8mm，介质的损耗角正切为0.01。

滤波器的设计指标为：滤波器中心频率2.60 GHz，通带内的回波损耗为15dB，通带相对带宽FBW=6%，预设传输零点位置在2.485 GHz和2.72GHz。

滤波器采用四阶规范结构，耦合拓扑结构如图1所示。

通过谐振器1至4的交叉耦合产生一对关于中心频率对称的传输零点以提高通带边缘的选择性[3]。

滤波器由三节不同阻抗传输线构成的谐振器组成的2×2阵列构成，相邻谐振器通过边缘场耦合。

基本谐振模式时，电场最强处位于谐振器低阻耦合线开路端附近，磁场最强处位于谐振器的高阻抗线附近。

当两个耦合谐振器的低阻耦合线节非常接近时，谐振器对主要通过边缘电场耦合。

当两个谐振器的高阻线节靠近时，谐振器对主要通过边缘磁场耦合。

谐振器对在其余位置分布时，电场和磁场耦合同时存在，此时为混合耦合。

由于交叉耦合幅度远小于直接耦合幅度，而边缘电场随距离衰减大于边缘磁场随距离衰减，故使用电场耦合实现交叉耦合系数，谐振器之间的直接耦合由磁场耦合和混合耦合实现。

一种新型小型化交叉耦合带通滤波器的设计马润波;闫建国;陈新伟;闫丽云;韩丽萍【摘要】本文设计了一种基于阶跃阻抗谐振器的新型嵌入式交叉耦合带通滤波器.为使滤波器小型化,设计了两种紧凑型阶跃阻抗谐振器结构.通过研究和改善谐振器间的耦合机制,可使两种谐振器不仅形成嵌入式结构,而且缩减了馈线占据的面积,进一步减小了含馈线在内整个带通滤波器的尺寸.为验证此方法的可行性,利用滤波器综合法设计了一个中心频率为2.4 GHz,相对带宽FBW为15％的4阶交叉耦合带通滤波器,其最终设计尺寸为28 mm×20 mm(0.37 λg×0.26 λg,λg为中心频率所对应的导波波长).对该滤波器进行了仿真、加工和测试,结果表明该滤波器具有所需的广义切比雪夫特性,且互相吻合得很好.【期刊名称】《测试技术学报》【年(卷),期】2016(030)001【总页数】5页(P69-73)【关键词】阶跃阻抗谐振器;交叉耦合;带通滤波器;传输零点;小型化【作者】马润波;闫建国;陈新伟;闫丽云;韩丽萍【作者单位】山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006;山西大学物理电子工程学院,山西太原030006【正文语种】中文【中图分类】TN713+.5针对微波通信系统中小型化和高性能滤波器的设计，众多研究者提出了各种有效的方法和结构，其中平面结构滤波器由于具有结构紧凑、易于加工的特点而被广泛应用. 谐振器作为滤波器中的基本单元，对滤波器的尺寸和性能有直接影响. 例如，采用开路半波长平行耦合线作为谐振器是常见的滤波器设计方法，为克服其尺寸过大的缺陷[1]，经常将平行耦合线弯折，形成发夹型谐振器以减小尺寸是许多设计采用的方法[2]. 此外， Makimoto等学者提出了阶跃阻抗谐振器(SIR)，可以明显减小谐振器尺寸，同时还能够灵活控制第一杂散频率[3]. 文献[4]采用了改进的发夹型SIR，而且谐振器末端的耦合线部分相当于加载了一个电容，实现了进一步减小谐振器尺寸的目的.除谐振器外，滤波器的拓扑结构是影响其尺寸和性能的重要因素. 与传统的巴特沃兹和切比雪夫响应型滤波器相比，广义切比雪夫响应滤波器通过在边带和阻带内引入传输零点的方法来提高滤波器的选择性和带外抑制特性，由Cameron等学者逐渐完善了对应的广义耦合矩阵综合方法[5]，并出现了众多的交叉耦合滤波器设计方法[6-8]. 结合谐振器结构和交叉耦合设计方法，文献[9]设计了一种嵌入式的交叉耦合拓扑结构，在较大程度上减小了滤波器的尺寸.为充分满足现代通信系统对微波器件小型化越来越高的需求，本文基于发夹型阶跃阻抗谐振器和一种新颖的弯折小型化阶跃阻抗谐振器，采用嵌入式的交叉耦合拓扑结构，设计了一个中心频率为2.4 GHz，相对带宽为15%的小型化四阶交叉耦合带通滤波器，并经仿真、加工和测试验证了其性能.本文设计的带通滤波器采用了Rogers RO 4350介质基板，其相对介电常数εr=3.48，基板厚度h=0.762 mm，包含上下两层金属，下层金属为地层，上层金属为谐振器层. 图 1 给出了谐振器层所包含的4个谐振器及馈线结构.由于谐振器大小决定着滤波器的整体尺寸，本文设计了两种基于半波长SIR的小型化结构，分别对应图1中类似发夹型的谐振器1与4以及充分弯折的谐振器2和3. 在结构的具体设计中，首先考虑了以下几种方法来减小谐振器尺寸：1) 两种谐振器都采用了阶跃阻抗结构，可以减小谐振器的电长度. 考虑到后面设计的滤波器实际工作于2.4 GHz，并设定两种半波长SIR的阻抗比分别为0.81和0.88，则根据文献[10]提到的SIR特性，可得两种谐振器的物理长度均大约为31 mm；2) 对SIR谐振器进行结构弯折可以充分利用有效面积. 在谐振器总长度不变的情况下，结合CST三维电磁仿真软件，经优化和微调最终确定图1中各谐振器及50 Ω馈线的结构参数分别为：h1=10.6 mm，h2=12.72 mm，h3=1.4 mm，h4=1 mm，h5=1 mm，h6=1.4 mm，w1=0.9 mm，w2=1.14 mm，w3=0.5 mm，w4=0.8 mm，w5=1.73 mm，w6=0.4 mm，l1=4.5 mm，l2=1.5 mm，l3=9.5 mm，l4=1.5 mm，l5=5.5 mm，l6=0.3 mm，l7=0.6 mm，l8=3.45 mm；3) 谐振器2和3中间的平行耦合线间距为g，且靠近谐振器开路端具有明显的电容效应，等效为在谐振器开路端加载电容[4]，相当于增加了谐振器有效电长度，减小了物理尺寸. 在保持谐振器2和3金属总长度不变的情况下，图 2 给出了其谐振频率f随间距g的变化曲线. 可以看出，f随g的减小逐渐减小，这有利于谐振器2和3的小型化. 此处选择g=0.72 mm以实现2.4 GHz谐振.此外，在图 1 所示滤波器结构中的谐振器1与4的开路端具有较强的电场分布，它们相互之间经缝隙s14可以实现电耦合；而谐振器2和3的相邻部分具有强电流分布特点，经其间缝隙s23可实现磁耦合. 一般来讲，在利用综合法设计滤波器的过程中，电耦合系数要远小于磁耦合系数和混合耦合系数. 为了得到较小的耦合系数，就需要加大电容耦合两谐振器间的距离，从而增大滤波器的尺寸，不利于小型化. 而本文设计的谐振器1和4之间的耦合面积较小，所以很小的缝隙s14即可满足较小电耦合系数的要求.通过上述方法，谐振器2与3具有很小的尺寸，可以分别被嵌入到谐振器1和4内部. 这不仅能够充分减小整个滤波器的尺寸，而且便于实现各谐振器间的耦合.此处谐振器1与2之间、 3与4之间则通过缝隙s12实现混合电磁耦合. 与传统交叉耦合拓扑结构相比，嵌入式结构的尺寸减小约50%.更进一步，得益于尺寸非常小的谐振器2、 3，发夹型谐振器1、 4即使在分别嵌入它们之后，内部仍然具有很大空隙(如图1虚线所示). 因此，可以将谐振器1、4的中部宽度为w3的传输线向内弯折，一方面实现了空间的充分利用，另一方面可以将馈线向结构内侧牵引，这实现了对含馈线在内整个带通滤波器的充分小型化. 值得一提的是，虽然此时谐振器1的宽度为w3的传输线，与谐振器2的开路端的间距变得较近，但由于它们附近分别呈现出强磁场和强电场的特性，相互之间的耦合很小，因此谐振器1与2之间主要还是通过缝隙s12实现混合电磁耦合，谐振器3与4之间也一样. 由此可见，各谐振器间的耦合可以通过不同的缝隙独立调节，这能够减少设计的复杂性. 此外，由于谐振器1、 4向内弯折，馈电点的位置可以在不改变电路尺寸的情况下进行大范围灵活调节，这使得外品质因数Qe具有较大的可调范围，能够满足不同带宽滤波器的设计需求.本文预设交叉耦合带通滤波器的中心频率为2.4 GHz，相对带宽为15%，以此为指标按图 3 所示拓扑结构设计4阶广义切比雪夫响应滤波器，并具体由图 1 所示滤波器结构来实现. 由文献[11]可得对应的低通原型中各元件值：g1=0.959 7，g2=1.421 9，J1=-0.210 8，J2=1.117 7. 由此计算出满足该指标滤波器所需的耦合系数及外品质因数分别为耦合系数是直接影响滤波器指标及性能的重要参数. 在交叉耦合带通滤波器的设计中，为了实现传输零点，需同时满足3种类型的耦合，即电耦合、磁耦合及混合耦合. 根据文献[11]，利用弱耦合法提取谐振器间的耦合系数，若得到的特征频率分别为fa和fb，则可由此计算出图 4 是耦合系数Mij的绝对值(i,j分别代表谐振器编号，其中电耦合系数M14为负值)随对应两谐振器间距离sij的变化曲线. 可以看出，随着谐振器间的距离变大，耦合系数的绝对值逐渐减小.除耦合系数外，滤波器设计过程中另一个关键参数为外品质因数. 外品质因数的提取可利用图 5 所示拓扑结构完成，从而确定抽头的位置t. 由文献[11]可知式中：f0为谐振器的谐振频率；为反射系数s11的相位响应曲线上，相对中心频率处相位偏移±π/2 所对应频率点间的带宽. 利用上述方法可得到外品质因数Qe随t的变化曲线，具体见图 6.t值越小，抽头线越靠近谐振器的虚地位置，耦合就越弱，外品质因数Qe就越大.根据图 4 和图 6 中的曲线，可最终确定谐振器间的间距分别为s12=0.27 mm，s23=0.327 mm，s14=0.28 mm；抽头的位置t=5.22 mm.为了检验本文设计交叉耦合带通滤波器的性能，我们对综合设计出的滤波器进行了仿真、加工和测试. 图 7 为所加工的滤波器实物图，其尺寸为28 mm × 20 mm (0.37λg×0.26λg).使用矢量网络分析仪Agilent N5230A对加工滤波器的S参数进行了测量. 图 8 给出了该滤波器的仿真与测试结果的S参数曲线. 从图中可以看出仿真中心频率位于2.4 GHz处， -3 dB的通频带范围为： 2 207 MHz～2 576 MHz，相对带宽约为15.4%. 通带内的反射系数小于-14 dB，插入损耗为 0.8 dB. 测试的中心频率位于2.37 GHz处， -3 dB通频带范围为： 2 205 MHz～2 545 MHz，相对带宽约为14.5%. 通带内的反射系数小于-10 dB，插入损耗约为1.5 dB. 通带较为平坦，在2.09 GHz和 2.71 GHz 处分别有一个传输零点，从而使边缘变得更加陡峭，提高了滤波器的边缘选择特性，而带外抑制优于25 dB，这表明该滤波器具有良好的通带和阻带特性.表 1 为本文设计的滤波器与文献中设计的滤波器在尺寸及性能方面的对比，其中λg为各滤波器中心频率对应的导波波长. 可见，本文所设计滤波器在具有较小尺寸的条件下，仍然保持了较低的插入损耗，这反映了该滤波器能够满足小型化和高性能的要求，本文提出的滤波器结构具有较小的尺寸和较低的插入损耗.本文利用滤波器综合法设计了一个中心频率为2.4 GHz，相对带宽FBW为15%的小型化4阶平面交叉耦合带通滤波器. 为使滤波器小型化，设计了两种紧凑型阶跃阻抗谐振器结构. 通过研究和改善谐振器间的耦合机制，两种谐振器不仅可实现嵌入式结构，而且能把馈线向结构内侧牵引，进一步实现了含馈线在内整个带通滤波器的小型化. 滤波器最终尺寸为28 mm×20 mm(0.37λg× 0.26λg)，且具有结构简单，易于加工的特点. 对该滤波器进行加工测试，实测结果和仿真结果基本吻合，结果表明该设计具有较低插入损耗及良好的边缘选择性和带外抑制特性，能够满足现代通信系统对小型化高性能滤波器的要求.【相关文献】[1] Cohn S B. Parallel-coupled transmission-line-resonator filters[J]. IRE Trans. Microwave Theory Tech., 1958, 6(2): 223-231.[2] Cristal E G, Frankel S. Hairpin-line and hybrid hairpinline/half-wave parallel-coupled-line filters[J]. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 1972, 20(11): 719-728.[3] Makimoto M, Yamashita S. Bandpass filters using parallel coupled strip-line stepped impedance resonators[C]. Microwave symposium Digest, 1980 IEEE MTT-S International, Washington: IEEE, 1980: 141-143.[4] Sagawa M, Takahashi K, Makimoto M. Miniaturized hairpin resonator filters and their application to receiver front-end MIC’s[J]. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 1989,37(12): 1991-1997.[5] Cameron R. General coupling matrix synthesis methods for chebyshev filtering functions[J]. IEEE Trans. Microwave Theory Tech., 1999, 47(4): 433-442.[6] Tsai L C. Design of bandpass filters using miniaturized stepped-impedance resonators[C]. Wireless Communications, Networking and Mobile Computing (WiCOM),2011 7th International Conference, Harbin :IEEE, 2011: 1-4.[7] Nedelchev M. Design of microstrip meander-folded hairpin resonator filters[C]. Microwave Techniques (COMITE), Pardubice: IEEE, 2013: 69-72.[8] Deng Pu Hua, Tsai J T. Design of microstrip cross-coupled bandpass filter with multiple independent designable transmission zeros using branch-line resonators[J]. Microwave and Wireless Components Letters, IEEE, 2013, 23(5): 249-251.[9] Chaimool S, Akkaraekthalinl P. Resonator-embedded four-pole cross-coupled dual-band microstrip bandpass filters[C]. Communications and Information Technologies, 2006. ISCIT '06. International Symposium, Bangkok: IEEE, 2006: 1076-1079.[10] Sagawa M, Makimoto M, Yamashita S. Geometrical structures and fundamental characteristics of microwave stepped-impedance resonators[J]. IEEE Trans. Microw. Theory Tech., 1997, 45(7): 1078-1085.[11] Hong Jia Sheng, Lancaster M J. Microstrip filters for RF/microwave applications[M]. 1st, New York: Wiley, 2001: 235-319.[12] Li Jiankang, Chen Chunhong, Wu Wen. Design of dual-passband cross-coupled filter using stub-loaded open-loop resonators[C]. Microwave Conference, 2009. APMC 2009. Asia Pacific, Singapore: IEEE, 2009: 929-932.[13] Chang K F, Tam K W. Miniaturized cross-coupled filter with second and third spurious responses suppression[J]. Microwave and Wireless Components Letters, IEEE, 2005, 15(2): 122-124.。

腔体交叉同轴滤波器设计传输零点位置的判定图中A、B端口间的串联电感代表感性耦合，对传输信号相移约−90o，串联电容表示容性耦合，对传输信号相移约+90o。

并联电容电感回 路代表谐振器，在谐振点处相移为零，在谐振频率低端呈现约+90o相移，在谐振频率高端呈现约−90o相移。

因此，滤波器的交叉耦合可 用示意图2表示，图中含有编号的圆圈代表谐振器，其间的电感与电容表示谐振器之间的耦合关系，其他数字表示信号相移度数。

如果首尾输入输出谐振器(图2中1与3或1与4)间的各传输通道附加相移相反，传输信号破坏性叠加的结果会 在传输通带带边生成传输零点，谐振器的相移特性决定了传输零点在通带高端或低端，而交叉耦合强度决定其距通带中心的位置，耦合越 强，传输零点距通带越近。

因此，图2中的交叉耦合确定了传输零点的相对位置与个数。

在图2中，结构(a)的传输通带高端带边出现一个 传输零点，这是由于只有在谐振器2的谐振频率高端，主传输通道(1→2→3：相移为−90o−90o−90o=−270o)与交叉耦合通道(1→3：相 移为−90o)间的相移才是相反的；结构(b)在通带低端带边出现一个传输零点；结构(c)在通带高端与低端带边各出现一个传输零点；结构 (d)中不出现实频率传输零点，但出现虚频率零点，使其通带内的群时延特性更平坦[1]；结构(e)中两条交叉耦合通道导致通带高端带边出 现两个传输零点；结构(f)中两条交叉耦合通道使得通带低端带边出现两个传输零点。

新锐科技技术部2007-12-28腔体布局的设计根据设计目标，依据上文的零点判定方法，选 择布局由于分布参数电路的特点，交叉耦合多为 平面内实现；实现交叉的方法有限；偶数 节数耦合器多用并排方式，奇数可以是中 线对称结构一下实例一个PHS频段的滤波器设 计，选择4节设计，1-4节交叉inout*红色箭头表示交叉耦合；可以有多 种选择新锐科技技术部2007-12-28耦合系数选择耦合系数选择难度较大，因为我不会复杂的矩阵计算，看都看不懂惭愧。

X波段微带线交叉耦合发夹带通滤波器设计孙鸣;陆海林;周勇;夏寒;黄秦;陈鹏【摘要】随着现代移动通信的迅速发展,无线电频谱越来越拥挤,这就使滤波器变得愈发的重要,对滤波器的要求也越来越严格.设计了一种以发夹滤波器与交叉耦合滤波器为理论基础的X波段微带带通滤波器,以增强滤波器带外抑制能力和降低寄生通带的影响,从而提高窄带滤波器的性能.利用ADS和HFSS,设计了X波段滤波器,并制作了滤波器实物,实测其通带频率范围7.8～8.7 GHz,带内插损3.25 dB,带外抑制性能均大于21.5 dB,所设计的带通滤波器各项性能均优于设计指标.【期刊名称】《科学技术与工程》【年(卷),期】2015(015)023【总页数】4页(P156-159)【关键词】带通滤波器;X波段;交叉耦合【作者】孙鸣;陆海林;周勇;夏寒;黄秦;陈鹏【作者单位】南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044;南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044;南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044;南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044;南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044;南京信息工程大学江苏省气象传感网技术工程中心,南京210044【正文语种】中文【中图分类】TN713近些年来，随着移动通信技术和射频微波技术的发展，带通滤波器应用领域越来越广，对滤波特性要求也越来越高，甚至于其性能的好坏将直接影响整个系统性能的优劣[1,2]。

微带线滤波器由于具有体积小、重量轻、易加工、易集成等优点而得到广泛的使用。

微带线带通滤波器根据结构特点可以分为：发夹型、平行耦合线型、梳状线型、交指型等带通滤波器。

本文以X波段船用导航雷达为应用背景，设计一种以发夹带通滤波器为基础，局部结构采用非相邻谐振器单元交叉耦合的方式,使其在滤波器的传输响应的通带附近产生一对传输零点，从而提升微带滤波器的带外抑制性能，同时兼具发夹带通滤波器体积小，重量轻，无因过地孔而引起的误差等优点[3,4]。

《耦合带通滤波器的仿真与设计》篇一一、引言在现代电子通信系统中，滤波器作为信号处理的关键元件，其性能的优劣直接影响到整个系统的性能。

耦合带通滤波器作为其中的一种重要类型，其设计及仿真过程对于提高通信系统的抗干扰能力和信号传输质量具有重要意义。

本文将详细介绍耦合带通滤波器的仿真与设计过程，以期为相关领域的研究人员和工程师提供一定的参考。

二、耦合带通滤波器的基本原理耦合带通滤波器是一种能够允许特定频段信号通过，同时抑制其他频段信号的滤波器。

其基本原理是通过合理的电路结构和元件参数，使滤波器在特定频率范围内具有较高的选择性。

耦合带通滤波器的设计涉及到电路理论、电磁场理论、滤波器理论等多个领域的知识。

三、耦合带通滤波器的设计步骤1. 确定设计要求：根据系统需求，确定滤波器的中心频率、带宽、插入损耗、回波损耗等指标。

2. 选择滤波器类型：根据设计要求，选择适合的滤波器类型，如微带线型、同轴线型等。

3. 设计电路结构：根据所选滤波器类型，设计合理的电路结构，包括耦合线的长度、间距、阻抗等参数。

4. 计算元件参数：通过电磁场仿真软件，计算电路中各元件的参数，如电容、电感等。

5. 优化设计：根据仿真结果，对电路结构及元件参数进行优化，以达到设计要求。

四、耦合带通滤波器的仿真在完成设计后，需要通过仿真软件对滤波器进行仿真，以验证其性能。

常用的仿真软件包括ADS、HFSS等。

仿真过程中，需要设置合理的仿真参数，如信号源、负载等，以模拟实际工作环境。

通过仿真，可以观察到滤波器的频率响应、插入损耗、回波损耗等性能指标，从而评估滤波器的性能是否满足设计要求。

五、实验与测试仿真完成后，需要通过实验与测试来验证滤波器的实际性能。

实验过程中，需要搭建实际的电路系统，将设计的滤波器接入系统进行测试。

测试过程中，需要使用各种仪器和工具来测量滤波器的性能指标，如频谱分析仪、网络分析仪等。

通过实验与测试，可以获得滤波器的实际性能数据，从而评估设计的准确性和可靠性。

腔体交叉同轴滤波器设计传输零点位置的判定图中A、B端口间的串联电感代表感性耦合，对传输信号相移约−90o，串联电容表示容性耦合，对传输信号相移约+90o。

并联电容电感回 路代表谐振器，在谐振点处相移为零，在谐振频率低端呈现约+90o相移，在谐振频率高端呈现约−90o相移。

因此，滤波器的交叉耦合可 用示意图2表示，图中含有编号的圆圈代表谐振器，其间的电感与电容表示谐振器之间的耦合关系，其他数字表示信号相移度数。

如果首尾输入输出谐振器(图2中1与3或1与4)间的各传输通道附加相移相反，传输信号破坏性叠加的结果会 在传输通带带边生成传输零点，谐振器的相移特性决定了传输零点在通带高端或低端，而交叉耦合强度决定其距通带中心的位置，耦合越 强，传输零点距通带越近。

因此，图2中的交叉耦合确定了传输零点的相对位置与个数。

在图2中，结构(a)的传输通带高端带边出现一个 传输零点，这是由于只有在谐振器2的谐振频率高端，主传输通道(1→2→3：相移为−90o−90o−90o=−270o)与交叉耦合通道(1→3：相 移为−90o)间的相移才是相反的；结构(b)在通带低端带边出现一个传输零点；结构(c)在通带高端与低端带边各出现一个传输零点；结构 (d)中不出现实频率传输零点，但出现虚频率零点，使其通带内的群时延特性更平坦[1]；结构(e)中两条交叉耦合通道导致通带高端带边出 现两个传输零点；结构(f)中两条交叉耦合通道使得通带低端带边出现两个传输零点。

新锐科技技术部2007-12-28腔体布局的设计根据设计目标，依据上文的零点判定方法，选 择布局由于分布参数电路的特点，交叉耦合多为 平面内实现；实现交叉的方法有限；偶数 节数耦合器多用并排方式，奇数可以是中 线对称结构 一下实例一个PHS频段的滤波器设 计，选择4节设计，1-4节交叉 in out *红色箭头表示交叉耦合；可以有多 种选择新锐科技技术部 2007-12-28耦合系数选择耦合系数选择难度较大，因为我不会复杂的 矩阵计算，看都看不懂惭愧。

交叉耦合微带带通滤波器
孙超;丰涛
【期刊名称】《电子元件与材料》
【年(卷),期】2016(35)12
【摘要】针对无线通信系统小型化的要求,设计了一种带有交叉耦合的带通滤波器,该滤波器采用带过孔的终端短路式耦合线为谐振单元,同时加入了交叉耦合线改善滤波特性;整个结构紧凑,具有插入损耗低、选择性高、带外抑制度佳等特点,实测结果与仿真吻合较好,中心频率为4.2 GHz,3dB带宽为400 MHz,驻波比小于1.5,体积仅为8 min×6 mm×0.7 mm.
【总页数】3页(P54-56)
【作者】孙超;丰涛
【作者单位】中国电子科技集团公司第36研究所,浙江嘉兴314000;中国电子科技集团公司第36研究所,浙江嘉兴314000
【正文语种】中文
【中图分类】TN713
【相关文献】
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2.新型微带交叉耦合环微波带通滤波器 [J], 胡皓全;曹纪纲
3.X波段微带线交叉耦合发夹带通滤波器设计 [J], 孙鸣;陆海林;周勇;夏寒;黄秦;陈鹏
4.交叉耦合带通滤波器的优化研究及仿真 [J], WANG Pengbo;YAN Yier
5.频变交叉耦合带通滤波器的耦合矩阵综合研究 [J], 方芝清; 吕立明; 曾荣; 李智鹏; 唐高弟
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《耦合带通滤波器的仿真与设计》篇一一、引言随着无线通信技术的飞速发展，滤波器作为电子电路中的关键部件，对于提高系统性能具有重要的作用。

带通滤波器（Band-Pass Filter，BPF）因其可以传输某一特定频率范围的信号，被广泛应用于各种通信系统、信号处理及测控电路中。

而耦合带通滤波器作为一种特殊结构的带通滤波器，其性能优化及设计方法成为研究的热点。

本文旨在探讨耦合带通滤波器的仿真与设计方法，为相关研究提供参考。

二、耦合带通滤波器的基本原理耦合带通滤波器主要由电感、电容等元件构成，通过特定的电路结构实现频率选择功能。

其基本原理是利用电路中的电感和电容对不同频率的信号进行阻抗匹配，使特定频率范围的信号得以通过，而其他频率的信号则被抑制或衰减。

耦合带通滤波器的设计涉及到电路元件的选取、参数计算及电路结构的优化等方面。

三、耦合带通滤波器的设计1. 设计指标与要求在设计耦合带通滤波器时，首先需要明确设计指标与要求。

包括中心频率、带宽、插入损耗、回波损耗等。

这些指标将直接影响到滤波器的性能。

2. 电路元件的选择与参数计算根据设计指标，选择合适的电感、电容等电路元件。

电感、电容的参数计算是设计过程中的关键步骤，需要根据滤波器的拓扑结构、工作频率等因素进行计算。

此外，还需考虑元件的精度、稳定性及成本等因素。

3. 电路结构的优化电路结构的优化是提高耦合带通滤波器性能的重要手段。

通过对电路结构进行调整、改进，可以提高滤波器的带宽、降低插入损耗、提高回波损耗等性能指标。

常用的优化方法包括拓扑结构的选择、元件的布局、接地处理等。

四、耦合带通滤波器的仿真仿真是一种重要的设计手段，可以帮助设计师在制作实物之前预测滤波器的性能。

通过仿真软件，可以建立耦合带通滤波器的电路模型，对电路元件的参数进行调整，观察滤波器的性能变化。

仿真结果可以为设计提供参考，减少制作成本及风险。

五、实验与结果分析在完成耦合带通滤波器的设计后，需要进行实验验证。