全桥移相控制技术的重大进步
LTC3722-1/-2相移式PWM控制器提供了全桥零电压开关 LTC3722-1/-2的特色还在于调节同步整流时序，以便达到最佳效率。UVLO调节输入电压加上后，使系统有精确的开启及关断电压。LTC3722-1为峰值电流型控制方式，可准确调节斜率补偿及前沿削隐。LTC3722-2采用电压型控制并具备电压前馈功能。 此外，两款IC还有极低的起动电流及工作电流。都有完整的保护功能，并采用24Pin的表面贴装式外型结构。 各引脚功能说明如下：<3722-1/-2） SYN.(1Pin>振荡器的同步输入及输出功能端.同步输入的阈值为1.9V。同时与CMOS及TTL逻辑兼容，此端接一支5.1K电阻到地。 DPRG.(2Pin>对不履行ZVS传输延迟时进行调节，接一电阻到VREF以便设置输出端A.B.C.D的最大开启延迟，其正常电压为2V。 RAMP.(NA/Pin2>对LTC3722-2输入到相位调制比较器，RAMP上的电压内部电平移到650mV。 CS(3Pin>对LTC3722-1，逐个电流脉冲过流限制比较器输入，斜率补偿电路的输出，通常为300mV阈值，超过650mV时动作。 COMP(Pin4>误差放大器的输出，倒相输入进到相位调制器。 RLEB(Pin5/NA>前沿消隐的定时电阻，用一个10K到100K电阻调节可以从40ns到310ns的电流检测信号的前沿消隐。推荐采用一个±1％电阻， LTC3722-2则有固定消隐时间，大约80ns。 FB(6pin>误差放大器反相输入端，这里为LTC3722的反馈电压输入，通常为1.204V. SS(7Pin>软起动<重启延迟）电路的定时电容，从SS到GND接一支电容，给一斜波 NC(8Pin>空脚，接到GND。 PDL Y(9Pin>被动臂的延迟电路输入，PDL Y通过一分压器接到桥的左腿，<自适应ZVS型）而在固定ZVS型，在PDLY上有0~2.5V之间的电压，给被动腿调节固定的ZVS延迟时间。 SBUS.(10Pin>线路电压检测输入，SBUS接到主直流电压反馈，采用一分压器，用于自适应ZVS控制，电压分压器设计成产生1.5V于SBUS上，如果SBUS接到V REF，则LTC3722-1/-2成为固定ZVS延迟型。 ADLY(11Pin>主动臂的延迟电路输入，ADLY通过一分压器接到右腿，(自 适应ZVS型>。而在固定ZVS型，在ADLY上有0~2.5V之间的电压，调节固定的ZVS延迟时间给主动腿的传输。 UVLO.(12Pin>调节系统开启及关断的输入电压值，正常情况UVLO的阈值为5V。UVLO接到主DC输入系统，通过一分压器执行。当UVLO的阈值超出时，LTC3722的软启动开始，一个10uA电流去调节系统的滞留电压量，系统的工作窗口的水平可以用改变电阻分压器来调节。 SPRG(13Pin>接电阻到GND，来设置关断延迟时间给同步整流的驱动输出，正常工作时其电压约为2V。 V REF.(14Pin>5V基准输出，V REF可供出18mA电流给外电路，V REF要1uf 电容做旁路耦合。 OUTF.(15Pin>与OUTB及OUTC一起给出50mA同步整流驱动。 OUTE(16Pin>与OUTA及OUTD一起给出50mA同步整流驱动。 OUTD(17Pin>给桥路主动腿<低边）50mA驱动信号。 Vcc(18Pin>电路供电电压输入，其为10.25V的并联式稳压器。在Vcc电压达到足够高时，Vcc并联稳压器导出电流，欠压比较器阈值即超出，一旦Vcc 并联稳压器开启，Vcc即能降到6V以上的维持工作。 OUTC(19Pin>给桥路主动臂<高边）供50mA驱动。 OUTB(20Pin>给桥路从动腿<低边）供50mA驱动。 OUTA(21Pin>给桥路从动臂<高边）供50mA驱动。 PGND(22Pin>LTC3722的功率地要接瓷介电容作旁路。 GND(23Pin>LTC3722的控制电路公共端，也要接旁路电容。 C T(24Pin>振荡器的定时电容，要选用低ESR的瓷介电容。 LTC3722的内部等效电路如图1所示。 图1 LTC3722的内部等效电路 工作过程描述： 相移全桥PWM方式. 传统的全桥开关电源拓扑，最常用于大功率隔离式或脱线电源。虽然它需要多加两个开关元件。但其能输出更大功率，又有较高的效率，且变压器体积比单端方式的都小。开关还有较小的电压及电流应力。全桥变换器还提供固有的变压器磁芯自动复位及平衡。因而可有最大占空比，进一步提高效率，而软开关的全桥，可进一步改善性能提高效率。其开关波形如下面图3。这种零电压开关(ZVS>技术展示出寄生元件在做成软开关模式中所产生的作用。 LTC3722-1/-2控制的相移式PWM控制器，提供了更强的功能，以便简化设计，达到ZVS软开关的目的，主要特色有： (1>真实的自适应及准确的ZVS方式，达到更高的效率和更高的占空比利用能力，减小或消除外部的调整。 (2>固定ZVS能力。增强了对二次侧控制，简化了外部电路。 (3>内部产生驱动信号以调整二次侧的倍流同步整流。 (4>调节前沿消隐，防止不稳定状态，减少外部CS的滤波元件。 (5>可调斜率补偿，消除外部胶合电路。 (6>实现最佳的电流型控制，减小起动过冲，使系统从故障中迅速恢复。 (7>可方便调整系统的UVLO，达到准确的起动电压。 结果，LTC3722使ZVS的电路拓扑有了更广泛的应用，包括了在低压及中小功率场合的各种应用。 LTC3722控制器在IC外部用功率开关组成全桥结构，功率变压器的初级绕组接在桥的两个开关结点上。在每个振荡周期，由功率开关使其分别接到输入电源的V IN 和地，LTC3722反复地以振荡器频率的1/2控制开关，每次驱动占空比都少于50％，其交叉交越时间由LTC3722相位调制，外部的开关A和C 需要高边驱动电路，低边的驱动给B和D，以及驱动二次侧的E和F以边界隔离，数据表中给出驱动元件的详细数据。变压器的二次侧电压由变压器匝比给出，很象BUCK变换器，由二次方波整流滤波后得到稳定的直流电压。 开关传输 相移式全桥可以用下面四个工作状态来描述，关键是要了解ZVS状态怎样出现，要用细节描述。变压器的每一个全周期都有两个清晰的周期传递功率到二次侧输出，及两个自由回转期，外部桥的两边都有不同的工作特性。这对于设计在宽负载范围内都达到ZVS传输十分重要。桥的左腿若作为被动腿，此时右腿可认做主动腿。下面描述为何会有这些现象出现。 状态1 如图2所示，状态1开始，MA，MD及MF导通，而MB，MC及ME关断。在MA，MD导通时，整个输入电压加到变压器初级绕组。二次电压V1N/N 加到电感L01左边。且电流逐渐加大，在此周期内初级电流大约等于输出电感电流除以匝比，加上磁化电流。在此状态结束时，MD关断，ME导通。 图2 LTC3722的ZVS工作状态 状态2<主动过渡及自由运转） MD关断后，相位调制比较器过渡。在此间隔，MD上的电压开始上升，逐步到输入电压V IN。变压器磁化电流及折回的输出电感电流参与此作用。这是因为MC及MD输出电容Coss的上升斜率，吸收回路电容及变压器绕组间寄生电容，主动腿电平从地上升到V IN，其时间取决于负载电流，变压器磁能要 大于电容能量。即是1/2(L M+L1>I M2>1/2*2*Coss*V1N2。最坏情况出现在负载电 流为零时，这个条件通常很容易满足，在传输期间磁化电流基本恒定。因为磁化电感有正压加到其上，经历从低到高的期间。因为腿由此电流源为主动驱动，因此称为主动或线性驱动。 当主动腿上的电压达到V1N时，MOSFET MC在ZVS状态下导通，初级电 流现在流过两支高边的MOSFET (MA和MC>。变压器二次绕组在此时段内短路。ME及MF也导通，如正向电流流过Lo1和Lo2一样长。变压器初级电感也在短路状态，MA和MF在状态2结束时关断。 状态3<被动过渡阶段） MA在振荡周期结束时关断，在此时，在MA/MB结点上的电压逐渐下降到GND。驱动变压器的能量限于初级的漏感，加上串入的谐振电感，其通过电流为 状态4<传输功率2） 在第二次功率传输期间。在初级绕组中功率传输1的电流为正方向的话，则初级电流由折算到电感的输出电流及初级磁化电感电流组成。在状态4结束时，MOS MC 关断，又一个过渡过程开始，与状态2极为相似，但是方向相反。 图3 LTC3722的工作波形图 零电压开关 因需要无损开关传输能量，特别希望全桥MOSFET在ON状态时源漏电压 为0，延迟开启结果会导致低效率。它们会流过体二极管。为此造成开启时为硬开关状态。为此要防止开启时的硬开关增加噪声及功耗。 LTC3722的自适应延迟电路 LTC3722控制IC监视输入电压及两桥臂结点处的电压，当所希望的零电压条件达到时，即给出开关命令，这种直接检测技术提供了最佳的开启延迟时间，而不管输入电压的高低，也不管负载的大小，也不问元件的偏差，直接检测技术需要简单的分压器检测网络来执行。如果没有足够的能量完整地交换使桥腿达到ZVS条件，LTC3722就自动地越过直接检测并强制过渡，越过或不执行的延迟时间由D PRG到VREF加一电阻来调节。 自适应模式 LTC3722接成自适应模式的延迟检测时采用监测三个点，即ADLY，PDL Y和SBUS，ADLY及PDL Y检测主动及被动延迟腿的电压，特别是如图4示出的分压点。 图4 自适应延迟模式 PDL Y及ADLY的阈值电压对上升及下降过程由总线电压SBUS设置，此电压的缓冲用于内部直接检测电路的阈值。在正常V1N之下总线电压设在1.5V,由从V IN到地的两支分压电阻给出，使其正比于V1N+。LTC3722直接检测电路用了这个特性完成外接功率MOSFET的零电压开关，这只与输入电压有关。 ADLY和PDLY也通过两个分压器接至主动腰及从动腰处，低端电阻选为1KΩ。上电阻由所需的正传输触发阈值给出。 为设置ADLY及PDLY的分压电阻，首先决定MOSFET开启时的源漏电压，有限的延迟出现在LTC3722控制器输出的过渡期间的间隔时间，功率MOSFET的开启因为MOSFET的开启延迟及外驱动电路延迟造成。理想状态，我们让功率MOSFET开启在零电压跨过的间隔内完成。用设置ADLY及PDL Y 合适的阈值电压使其跨过MOSFET电压为几伏时，这样LTC3722就能对抗零电压V DS和外驱动信号延迟来达到ZVS。对抗总量可以剪裁成适应任何应用状态的上取样电阻。LTC3722直接检测电路源自低到高电平过渡时出现的PDL Y 及ADLY的输出电流, 这就提供了一个滞环，并给ADLY及PDLY提供一个噪声免除电路。在ADLY及LDLY上设置高低阈值，要接近相同的低高阈值水平。因此，要使高边及低边MOSFET的V DS开关结点都理想化，而与V1N大小 无关。 实例：V IN=48V(36V~72V> 1，设置SBUS。1.5V为希望值，在SBUS,V IN=48V，电流100uA。 选一个小电容<1nf）与R1并联以旁路噪声。 2，设置上部ADLY及PDL Y，对应7V为希望值. R3，R4=1K，设为1.5ma，R5，R6=26.3K。 固定延迟型 LTC3722提供一种柔性方案通过SBUS去禁止直接检测延迟的电路，并使固定的ZVS延迟能实施，固定的ZVS延迟正比于通过在PDL Y及ADLY上的分压器上的电压如图5示。 自适应延迟时间的调整 LTC3722的控制包括的一个特色即调节在桥路开关开启命令之前的最大延迟时间。这个功能在没有足够能量传输给桥腿时就将会运行，以使其到正电源轨线，因此要旁路自适应延迟电路，延迟时间可以用一外电阻接到DPRG和VREF之间来设置，见图6。正常状况其电压为2V，外电阻调节流入DPRG的电流。延迟可以调节大约35ns到300ns，其取决于所加的电阻值。如果DPRG 在开路状况，则延迟时间大约为400ns，延迟总量还可以接外部电流源来调制。此电流流入DPRG端，必须小心限制此电流馈入DPRG最大为350uA,或小于此值。 图5 固定延迟模式图6 延迟时间输出电路 给LTC3722供电 LTC3722使用一个集成的V CC并联式稳压器供电，它有两个作用，一是限制加到V CC的电压，象发信号一样好，芯片的偏置电压足够令开关开始工作，典型在10.2V时开启，工作电流加大后降到42V时UVLO起作用，关断起动后由变压器辅助绕组再经稳压供电，Vcc的并联式供电能力从145uA~25mA。UVLO的起动及关断阈直接从内部调整并供给外部。此外，LTC3722还有非常低的起动电流<145uA）起动电阻功耗很小，可用1/4W~1/8W电阻。 加上一个小的安全区，所选标准值如下： DC/DC. 36V~72V 100K Off/Line 85V~270V AC 430K PFC PRE390V 1.4M. Vcc要用0.1u~1uf的旁路电容去耦，以使IC有快速处理瞬态电流的能力，用于输出的高速驱动。此外还应加一钽电解电容以给出充足的电量，电容值按下式求出。 调节偏置电源到7V这样低时，可如图7电路供电。 图7 Vcc供电电路图8 系统UVLO的设置 调整欠压锁定 LTC3722还提供欠压锁定控制，以令输入电源满足变换器的要求，并将其加到Vcc的UVLO功能处，如先前所述。输入电压加到UVLO处，在UVLO 处有一个比较器，比较从输入DC的分压器来的电压和IC内5V基准电压。当5V超出UVLO上的电压，则SS端被释放，重新启动，输出开关开始工作。同时10uA电流流出UVLO进入电压分压器结点。此UVLO的窗口比较器阈值即由10uA，R TOP给出，见图6。系统的UVLO阈值为 [5V×(R TOP+R BO ttom>/R B ottom]如果加到UVLO的电压大于5V,则先前的Vcc的UVLO电路激活，然后内部UVLO逻辑将防止输出开关动作，直到随后的三个条件被满足，(1>Vcc UVLO可工作了。<2）V REF稳定了。<3）UVLO端大于5V 。 UVLO还可以用来作DC/DC变换器输出的ON/OFF控制。将一个漏极开路的MOSFET接到UVLO，如图8所示，即完成此功能。 脱线偏置电源发生器 如果稳定的偏置源没能提供Vcc电压给LTC3722并供给电路，则必须作一件事。因为所需功率很小，大约仅有1W。且调整也并不临界，用一个简单的开环方法就可以容易解决。一种方法即是从主功率变压器加一辅助绕组，或由LC滤波器处取一方波作成后稳压器供电<图9a）。此方法的的优点在于可保持分散稳压调整，不随其它因素变化，它不需要完全安全的隔离，<与变压器）。另一种不同的方法是加一绕组在输出电感用峰值检测并滤波<见图9b）。此绕组极性设计成产生正压方波，此技术的优点在于不需独立的滤波电感并从稳压的输出处得来，很好控制。一个缺点是此绕组需要安全地隔离，另一个缺点是要较大的滤波电容。在刚起动时没有此电压产生，此外输出短路时也没有电压供应。 图9a 辅助绕组偏置源图9b 输出电感偏置源 设定LTC3722的振荡器 LTC3722有一个高精度的振荡器电路，以产生开关频率，斜波补偿，外同步也只有少量外接元件。LTC3722的振荡电路产生2.2V峰值的斜波于C7端。在SYNC端有窄脉冲，它可用来同步其它的PWM芯片，典型的最大占空比为98.5％。此时频率为300KHz。在1MHz时为96％，补偿斜波电流直接从振荡器斜波源出送到CS端。 所希望的斜波总量可选择单一的外接电阻即可给出，在CT端接一电容到地，定下开关频率。CT斜波放电电流内部设定在高值<>10mA），贡献给SYNC I/O时很容易实现同步功能。LTC3722还有设置与其它PWM互相同步(即被同步或同步其它>。 设计程序 1, 选择C T,以决定IC的工作频率，开关频率的选择必须考虑磁芯功率，输出功率大小，细节见变压器设计部分。通常提高开关频率会降低最大输出功率，因为最大占空比的限制会牵设到变压器磁芯复位及ZVS状态，记住输出频率是振荡器的1/2。 例如：fosc=330KHz 选一支误差为5％的多层NPO电容或X7R瓷电容。 2，LTC3722是否要同步其它PWM或被其它PWM同步。 3，斜率补偿要用峰值电流型控制模式，此为了防止电流环的次谐波振荡，通常系统的占空比在超过50％，连续电流型变换时，会出现电流环不稳定的现象。电流信号的任何扰动都会被PWM调制器放大，并产生不稳定状态，一些共同的表现形式包括交叉脉冲的不一致及脉宽的抖动。有幸的是，这可以用加一个校正电流信号斜率的方法来校正，或从电流的公共信号加上一个相同的斜率。在理论上，倍流输出方式可以不需要斜率补偿，因为输出电感的占空比仅有50％。当然，在瞬态条件下，会瞬间导致高的占空比，因此造成可能的不稳定工作，所需的斜率补偿量，很容易由LTC3722加一外接电阻调整。LTC3722产生一个电流，令其正比于C T上的瞬时电压(33uA/V>。于是在C T峰值处，此电流大约为82.5uA。它从CS端流出，将一支电阻接在CS和外部电流检测电阻合在一起即给出斜率补偿总量。此电阻值取决于几个因素，包括最小的V IN， V out，开关频率，电流检测电阻值，输出电感值，用设计公式给出的设计程序如下： 例：V IN=36V~72V V out=3.3V. Iout=40A. L=2.2uH 变压器匝比，N=V1N(min>．D MAX/V out=3 R CS=0.025Ω. Fsw=300KHz即变压器f=150KHz 选择下面标准值，计算Islope的偏差，R CS，N和L。斜率补偿电路见图10。 图10 斜率补偿电路 电流检测及过流保护 电流检测除了给电流型控制环提供反馈外，还从过载条件的设定提供过流保护。LTC3722可用电阻检测，也可用电流互感器检测，两者兼容。内部接到LTC3722的CS端，其内的两个比较器提供逐个脉冲过流关断功能<见图11）。 图11 电流检测及故障电路细节 逐个脉冲比较器有300mV的阈值，如果超出300mV，则PWM周期即终止，过流比较器设在大约2倍高的脉冲水平。如果电流信号超出此水平，则PWM周期也终止，CS电容迅速放电，并重新开始软起动周期。如果过流条件持续，则LTC3722终止PWM的工作，并等待软起动电容重新充电到大约4V，软起动电容由内部12uA电流源充电，如果故障条件在CS达到4V时没去掉，则软起动电容会再次放电，并重新开启新周期。通常工作或基本正常工作时，逐个脉冲比较器足够快速动作，以防止打呃现象发生，在某些情况，例如输入电压偏高，非常低的R DS(ON>的MOSFET及输出短路时，或磁饱合时，过流比 较器提供一个平均状态的保护。 前沿削隐 LTC3722提供一个可调的前沿消隐以防止电流检测电路的麻烦的触动。前沿消隐减轻了对CS端滤波的要求。极大地改善了对实际过流条件的反应速度，它还容许使用以地为参照的电流检测电阻或电流互感器的进一步简化的设计。用一个10K~100K的电阻从R LEB接到GND。调节消隐时间到 40ns~320ns。如果不需要，可以接R LEB到V REF以禁止前沿消隐，保持中等的前沿消隐将设置出一个小的线性控制范围给相位调制电路。 电阻方式检测 将一支电阻接到输入公共端与MB和MD的源极，这是电流检测的最简单的方法。<适用全桥电路）这是适应中，小功率输出的一种方法，此检测电阻如下选择：变换器的最大电流系在最低V1N时给出，使用下面公式可计算出Rcs。 对LTC3722-1 此处，匝比是Np/Ns。 对于LTC3722-2 电流互感器方式检测 这里也可以采用一个电流互感器给LTC3722作检测，它有多种类型。典型的为1:50的匝比，所以检测电阻值大了N倍，比电阻检测方式提高，因此其功耗仅为1/N，当然未计及变压器的损耗。它的缺点在于成本较高，电路较复杂，精度低，且有磁复位及占空比问题。响应速度也比较慢，为此只有大功率时才使用这种方法。电流互感器初级位于检测电阻的位置，它也可以放在V1N+和MA MC的MOSFET的漏极。它位于高边的优点在于可以免除前沿噪声的干扰，这是因栅充电电流及折回的整流恢复电流被极大地消除了。图12示出典型的采用电流互感器的检测电路，在此时Rs是计算出的相应阻值，系由匝比做出的增大，在高占空比时，其复位变得非常困难，甚至不能复位，这需要增加变压器复位电压。为复位要减小其V olt*Second积，交互绕组的电容及二次侧电感位于复位电路可以限制其dv/dt。但这也限制了电流互感器的最大占空比，若试图令其工作在此限制之外，则会导致互感器磁芯偏磁甚至饱合，打开电流反馈环。 通用的方法是限制如下几点： 1）、减小最大占空比，控制好主功率变压器的匝比。 2）、减小开关频率。 3>、使用外部的有源复位电路。 4>、使用两个CS互感器对接。 5>、选优质品的电流互感器用于高频。 图12 电流互感器检测电路 相位调制 LTC3722-1的相位调制控制电路由相位调制比较器和逻辑电路再加上误差放大器及软起动放大器组成<见图13）。综合在一起，这些元素开发出所需要的相位重迭及所需要的保持输出电压稳定的方法。在隔离式应用中，对输出电压的检测其误差信号反馈到Comp端，<经过隔离边界）通过TL413及光耦组合，FB端接到地，强制Comp端为高电平，光电三极管的集电极接到Comp 端，则Comp电压在LTC3722-1内部被衰减的Comp电压提供给相位调制比较器，这就是电流命令。另外输入到相位调制比较器的是RAMP电压，即位移电平约650mV。这就是电流环的反馈。在每个开关周期中，交替的对角开关 图13 相位调制电路 当CS端电压超出-650mV或300mV时，重迭导通周期就终止，在正常工作时，衰减的Comp电压将在CS点检测出。300mv的CS阈值会终止工作周期，若Comp电压提高，衰减后就会超出300mV阈值，在极端条件下，650mV 阈值达到CS上时就会重启软启动周期。 选择功率级元件 多数变换器设计的关键部分都要选择功率MOSFET，变压器，电感的整流滤波电流，出于对效率，瞬态特性及整个工作的考虑，在相移全桥拓扑中，用下列方法做出选择。 功率变压器 开关频率，磁芯材料特性，串联电阻，输入输出电压，这一切的结点都在变压器处，对变压器漏磁电感要给予特殊的注意。为实现ZVS它们在此是重要的，平板型磁芯是非常适合于这种应用的，因为它有极好的这类参数。 匝比 对于二次侧倍流整流方案，所需的匝比给出如下：当然这密切地取决于磁芯的选择: 此外，V1N(min>=最低输入电压。 D MAX=最大占空比。 输出电容 输出电容选择，首先是考虑达到理想的纹波电压，动态响应以及稳定性。电容的ESR同输出电感的纹波电流将决定纹波电压的峰值，倍流整流结构是个优秀结构，它的纹波电流固有地多衰减一倍。两个输出电感要给出电流到输出电容处相差180相位，实际上，局布地减小每边的纹波电流，这种减小是在高占空比之下和低占空比之下的最优化。这意味着倍流整流比传统电路需要较小的滤波电容。由最小占空比，最坏情况的V out纹波按下面公式可以算出。 D 最小占空比。 fsw 振荡器频率。 Lo 输出电感。 ESR 输出电容的等效串联电阻。 大电解电容的总需求量通常由系统决定，但有一些相互关系，即输出电感值，开关频率，负载功率，及动态负载特性。电解电容要选择低ESR，低ESL，小体积及高可靠性的。对体积要求不高，可考虑铝电解电容。对 100KHz~300KHz工作的DC/DC，对应每瓦特的输出功率可选用20~25uf的电解电容。开关频率更高的变换器通常选钽质电容。更高频率或瞬态特性要求高的要选瓷介电容。 功率MOSFET 全桥电路中功率MOSFET的选择要考虑BV D s，R DS(ON>，留出10%~20%的余量。对于给定电压，导通的损耗直接正比于R DS(on>。因为全桥电路中有两个MOSFET导通，所以导通损耗如下式： P = 2*R DS(on>* I2此处I=Io/2N MOSFET的驱动损耗，由给其栅极充电所需的功率来支配。此外，开启损耗，关断损耗也各不同。在高功率水平时，栅驱动损耗对效率影响很小。ZVS 工作有效地消除了开启损耗，而关断损耗也因为用了外部吸收回路而大大减小。如果二次侧采用同步整流，同样会有上述损耗。当然保持适应BV DSS速率需要大于V IN(max>/N，也取决于吸收回路。如果没有吸收回路，二次电压会升得远高于上述公式计算值。 开关频率选择 除非由其它系统强迫，功率变换器的开关频率通常设置在效率允许之下的尽可能高的水平。高开关频率代表着更小的体积、重量，减小了对大电解电容的需求量，在全桥相移电路中，因为加入了ZVS开关，有较高的效率，所以频率可以较高，但是又因为有ZVS间隔减小了最大占空比。也就减小了传输的最大功率，这就意味着两者之间的制约。表１给出推荐的使用的最高频率。在表1中给出对36V/75V工作3.3V/5V输出时最高开关频率和功率的关系，更高的开关频率可以用。如果输入电压范围限定，输出电压较低，或容许较低的效率的话。 表1 开关频率和输出功率的关系 反馈回路的闭环设计 对全桥变换器包括，识别功率级和其它系统的极点及零点，在其闭环反馈回路中位于何处，如何设计其补偿网络。以使其误差放大器稳定工作，使其频响曲线成形，确保足够的相移区域及瞬态响应。此外，因为寄生元件存在修正有时 是很需要的，补偿网络的变化取决于负载电流范围，所用输出电容的类型，在隔离使用时，补偿网络通常放在二次测集误差放大器及光耦驱动为一体，使用TL431即可，在非隔的系统中，补偿网络位于LTC3722误差放大器周围。 在电流型控制中，支配系统的极点取决于负载阻抗 1/(2π*Ro*Co>，输出电容的ESR，1/ (2π*ESR*Co>处插入零点。极好的线路和负载调整率，在高的环路增益之下即可获得，这需要在放大器周围有一个集成 型的补偿器。从对补偿元件的需要可以得出此过程，更复杂的补偿网络用上则可以获得更高的频带宽度。 第一步：计算最小和最大的输出极点的位置。 第二步：计算出ESR的零点的位置。 第三步：计算反馈的增益分配。 R B/(R B+R T>或V REF/V OUT。 如果是聚合物电解电容在输出处采用，则ESR零可能用于整个环路补偿，最佳带宽可以实现。如果使用铝电解，则环路需走出先前的ESR零频处，使环路响应变慢。一个线性化的SPICE模型，有助于我们迅速评价各种补偿网络的频率响应。 聚合物电容<图14）1/(2π*Cc*R1>设置一个低频极点，1/(2π*Cc*R F>设置低频零点，零频将与最坏情况最低输出极点频率一致。极点频率和中点频率增益 铝电解电容<见图14），这些补偿元件的目标是盖过输出最小的极点频率，用Cc和R IN设置一个低频极点，它将跨过在最小F频率的输出极点处的整个环路。由Cc和Rf在输出极点F处形成的零点也放在此处。 图14 使用聚合物电容的补偿 同步整流 LTC3722还产生精确的时间信号以控制二次侧的倍流整流方式的同步整流MOSFET的ON和OFF，即OUTE和OUTF。同步整流用于相移式电路来取代肖特基二极管。因为MOSFET的R DS(ON>水平很低，产生很小的压降，有效地改善效率。为此提供给MOSFET的开关时序要达到最佳化。一个附加的有效的与同步整流相关的是双向电流能力，这个特性改善了瞬态响应，改善了过冲，还改善了系统轻载时的ZVS能力。 调整同步整流关断时间延迟 LTC3722控制器还包括这样一个特色，即调整二次测同步整流MOSFET 相对于初级测功率传递脉冲的关断沿的相对延迟时间。这个特色提供了同步整流MOSFET的关断的最佳时间，从而进一步改善效率，在大负载电流时，延迟关断同步整流有更大的优点，延迟到变压器磁芯复位后并开始新脉冲之前。这使得二次侧自由运转时的电流流过MOSFET的通道而不再流过它们的体二极管。 关断延迟调节采用从SPRG到GND接一支电阻，见图15。正常时SPRG 电压为2V，外接电阻后有一电流从SPRG流出，延迟可从20ns调到200ns，电阻值可从10K~200K。不能让SPRG悬浮。延迟总量还可以由外电流源调制，它可漏出SPRG，但必须控制此电流要小于350uA。 图15 同步整流控制延迟电路 倍流整流 倍流整流用在二次侧需要两个滤波电感，两电感输出电流的几何形状都一样，变压器二次侧不用中心抽头，这种结构提供了2倍的输出电流能力，因此，每个输出电感，感量要提高一倍<相对中心抽头的单电感方式），变压器匝比为中心抽头式的一半，驱动两电感相位差180°，为此纹波电流在相同电容之下也减少一半，纹波电压也减了一半，从而提高了电容的可靠性。虽然倍流整流增加一个电感，但电感磁芯因正比于LI2，因而实际寸尺也减小了一半，变压器结构也简化了，二次绕组没有中心抽头，匝比减了一半。 同步整流在倍流整流的方式下，需要将两个MOSFET接GND，LTC3722的驱动信号见时序图。 桥路MOSFET的驱动 全桥变换器需要大电流的MOSFET驱动电路，它有两个以GND为参照的开关，它们驱动起来比较容易，可由控制IC直接驱动。因为系ZVS方式ON，所以驱动容易，消除了“密勒”效应，低的关断电阻比较临界。为防止因密勒效应出现关断损耗，LTC3722不需要成比例的高低边之间的延迟，让高低边精密匹配。因为ZVS电路将使其自行适应，结果LTC3722低端可简单用NPN-PNP图腾柱驱动，也可以用LTC1693-1提供低边驱动，驱动高边MOSFET仍具有挑战性，因为高端MOSFET栅的电平在高的电平下移动，为此要采用变压器驱动，或者采用具有电平位移功能的高端驱动IC。 LTC4440驱动IC即能应用于高边功率MOSFET的驱动，LTC4440的使用消除了采用变压器的繁琐，缩小了DC/DC的体积，适于用在V1N≦100V的场合。 采用LTC3722的DC/DC推荐电路如下。 图16 由LTC3722-1控制的大功率DC/DC完整电路 图1 ERROR AMPLIFIER 误差放大器 SYSTEM UVLO 系统UVLO ENABLE 使能 DISABLE 禁止 PHASE MODULATOR 相位调制器SHUTDOWN CURRENT LIMIT 限流关断 FAULT LOGIC 故障逻辑 SLOPE CONPENSATION 斜率补偿 OSC 振荡器 PULSE BY PULSE CURRENT LIMIT 逐个脉冲式限流 PASSIV DELAY 被动延迟 ACTIVE DELAY 主动延迟 SYNC RECTEFIER DRIVE LOGIC 同步整流驱动逻辑 图2 STATE 状态 POWER PULSE 1 功率传输1 ACTIVE TRANSITION 主动过度 PASSIVE TRANSITION 从动过度FREEWHEEL INTERV AL 自由运转阶段 PRIMARY AND SECONDARY SHORTED 初级和次级的短期过度 图9 OPTIONAL 选择 ISO BARRIER 隔离偏置供电 图10 CURRENT SENSER WAFEFORM 电流检测波形 ADDED SLOPE 增加斜率 BRIDGE CURRENT 整流桥电流 图11 PULSE BY PULSE CURRENT LIMIT 逐个脉冲式限流 OVERLOAD CURRENT LIMIT 过载限流 UVLO ENABLE UVLO 使能 PWM LATCH PWM闩锁 PWM LOGIC PWM逻辑 SHUTDOWN OUTPUT 关断输出 图12 OPTIONAL FILTING 选择滤波 SOURCE 源极 CURRENT TRANSFORMER 电流互感器 图13 ERROR AMPLIFIER 误差放大器 SOFT START AMPLIFIER 软起动放大器 PHASE MODULATION COMPARATOR 相位调制比较器 ERROR CURRENT LIMIT COMPARATOR 误差电流限制比较器 TOGGLE 触发器 PHASE MODULATION LOGIC 相位调制逻辑 图14 OPTIONAL 可选择 LT1431 OR EQIV ALENT PRESISION ERROR AMP AND REFERENCE LT1431或等效精密误差放大器和基准 图15 TURN OFF SYNC OUT 关断同步输出 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高 开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源？请见 下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A.采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实 现ZCS.电路结构简图如图1,VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后 臂VT3、VT4的ZCS,Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T为主变压器，副边由 VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开 关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4,而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4,在关断 VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其 值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电 压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时 开通VT2,则VT2即是零电压开通。 移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述 河北秦皇岛燕山大学朱艳萍电源技术应用 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。 关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述 所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件； 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC 拓扑结构，以供大家参考。 1）NhoE.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。该电路可以工作在电流临界连续状态，但必须采用频率控制，不利于滤波器的优化设计。 ● 输入电压mod in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流mod o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压围能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为sec min V ： sec min max 73.1762o D Lf e V V V V D ++==(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降，1Lf V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，max e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：mod min secmin 270(120%) 2.95273.176 in V K V -?-= == 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2235e A mm =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =，310010s f Hz =?，0.15m B T =，2235e A mm =代入上式有： 36 60 4.25534100100.1523510s N -==????? 取4s N =匝，又由11.75p s N K N =?=，取12p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?=(4.3) 1、 2、 介绍 在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。这是| |因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中，利用TI的新UCC2895移相全桥控制器，并基于典型值。在生产设计需要修改的值最坏 情况的条件。希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。 表1设计规范 描述最小值典型值最大值输入电压370V390V410V 输出电压11.4V12V12.6V 允许输出电压瞬变］600mV 加载步骤90% 输出电压600W 满负荷效率93% 电感器切换频率200kHz 3、功能示意图 4、功率预算 为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。 ^BUOGET =^OUT X 1 =45,2W V H J 5、原边变压器计算T1 变压器匝比（al）: VREF GNU UPD OUTA CQMP QUIT HI WTC UL L AB oyrr&1* DC LCD DUTE瞽 QELEF OUTF TT TMiNl S-VNC M mr GS15 RSUV WC1 □ cm ADELEF口 -jWTF I s srrec 估计场效应晶体管电压降（VRDSON ）: V RDSON ~ 0*3 V 基于最小指定的输入电压时 70%的占空比选择变压器。 基于平均输入电压计算典型工作周期 （DTYP ） ("OUT 彳力整座N 0 66 (V|N - 2 兀 ) 输岀电感纹波电流设置为输岀电流的 20% 需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值 （LMAG ）。下列方程计算主变 压器 器运行在电流型控制。 如果LMA 太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替 peak-current 模式 这是因为磁化电流太大，它将作为PW 坡道淹没RS!的电流传感信号。 ^2.76mH 图2显示了 T1原边电流（IPRIMARY ）和同步整流器Q 罰QF 电流对同步整流栅驱动电流的反应。注意 l （QE ） l （QF ） 也是T1的次级绕组电流。变量 D 是转换器占空比。 a1 = N P N s 3［二（￥N 和忡）x 口叱 =21 M OUT P OUT X °隈 V OUT = 10A 仃1）的最低磁化电感，确保变频 Z V S移相全桥变换器设 计 公司标准化编码 [QQX96QT-XQQB89Q8-NQQJ6Q8-MQM9N] 电气工程学院课程设计说明书 设计题目： 系别： 年级专业： 学生姓名： 指导教师： 电气工程学院《课程设计》任务书 课程名称：电力电子与电源综合课程设计 说明：1、此表一式三份，系、学生各一份，报送院教务科一份。 2、学生那份任务书要求装订到课程设计报告前面。 电气工程学院教务科 电力电子与电源课程设计组内自评表 摘要 首先，本文阐述PWM DC/DC变换器的软开关技术，且根据移相控制PWM全桥变换器的主电路拓扑结构，选定适合于本论文的零电压开关软开关技术的电路拓扑，并对其基本工作原理进行阐述，同时给出ZVS软开关的实现策略。 其次，对选定的主电路拓扑结构进行电路设计，给出主电路中各参量的设计及参数的计算方法，包括输入、输出整流桥及逆变桥的器件的选型，输入整流滤波电路的参数设计、高频变压器及谐振电感的参数设计以及输出整流滤波电路的参数设计。 然后，论述移相控制电路的形成，对移相控制芯片进行选择，同时对移相控制芯片UC3875进行详细的分析和设计。对主功率管MOSFET的驱动电路进最后，基于理论计算，对系统主电路进行仿真，研究其各部分设计的参数是否合乎实际电路。搭建移相控制ZVS DC/DC全桥变换器的实验平台，在系统实验平台上做了大量的实验。 实验结果表明，本文所设计的DC/DC变换器能很好的实现软开关，提高效率，使输出电压得到稳定控制，最后通过调整移相控制电路，可实现直流输出的宽范围调整，具有很好的工程实用价值。行分析和设计。 关键词开关电源;高频变压器;移相控制;零电压开关;UC3875 移相全桥 移相全桥ZVS 变换器由于其充分利用了电路本身的寄生参数，使开关管工作在软开关状态，降低了开关管的开关噪声和开关损耗，提高了变换器的效率，近年来在中大功率场合得到广泛应用。随着微处理器价格的不断下降和计算能力的不断提高，采用数字控制已经成为中大功率开关电源的发展趋势，许多数字控制方法相继提出。但对于DC/ DC 变换器这种强非线性系统，传统的基于线性系统理论的控制方法并不能获得理想的动态特性。 该文在建立移相全桥变换器模型的基础上，提出一种新的模糊PID 预测控制策略，将传统控制方法与智能控制方法相结合，通过模糊控制对传统PID 控制器进行增益调节，同时采用预测控制以补偿数字控制系统中的时延。这种控制策略比较简单，易于数字控制器的实现，该文采用MA TLAB 方法进行了仿真研究。 2 移相全桥变换器小信号模型的建立 一般建立DC/ DC 变换器的小信号模型的方法是状态空间平均法，但对于移相全桥ZVS 变换器来说，用状态空间平均法建模是一项十分复杂的工作。因为这种变换器具有12种开关状态，因此列写状态空间方程式是一个非常复杂的工作。 根据移相全桥ZVS PWM 变换器源于BUCK 变换器的事实，从电路工作的描述中可以 看出变压器副边的有效占空比^ off off off d D d =-，变压器原边电压的占空比d 而且依靠输出滤波电感电流L i ，漏感lk L ，输入电压in V 和开关频率s f ，所以移相全桥变换器小信号传递 函数也将取决于漏感lk L ，开关频率s f ，滤波电感电流扰动^ L i ，输入电压扰动^in V ，和变压 器原边占空比扰动^ d 等因素。为了精确地建立移相全桥变换器的动态特性模型，找出lk L ， s f ，^ L i ，^in V 和^ d 对^ off d 的影响是必要的。这些影响可以加入到PWM BUCK 变换器的小 信号电路模型中（图1），从而获得移相全桥PWM 变换器的小信号模型（图2）。 我们知道由于谐振电感lk L 和变压器副边整流二级管的影响，移相全桥变换器存在占空比丢失的现象，副边有占空比为：off D D D =-? 即()()221/21lk off L o in nL D D I D V T L V T =- --???? 移相全桥变换器输出电压增益为： ()()2 221/22o lk off L o in in V n L nD nD I D V T L V V T ==- --???? 其中，n 为变压器副边匝数与原边匝数的比值；L I 为电感电流平均值。 下面通过式（l ）来分析对off D 产生影响的因素。 l ）占空比扰动^ d 对off D 的影响^ d d 由式（l ）可得 移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 [导读]移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC 变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺 关键词：变换器 移相全桥ZVZCS DC/DC变换器综述 摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。 关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1 概述 所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件； 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。 2 电路拓扑 根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCS PWM DC/DC拓扑结构，以供大家参考。 1）Nho E.C.电路如图1所示[1]。该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k 太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了i L1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大， 10kW全桥移相ZVS PWM整流模块的设计 摘要：本文介绍了10kW全桥移相ZVS PWM直流整流模块主电路和控制电路的设计，给出了主 变压器和谐振电感的参数计算，最后给出了实验波形。叙词：全桥移相, 零电压开关, 降频Abst ract： This paper introduces the structure of 10kW ZVS-FB PWM Switch Power Module, then discu sses the design of main circuit and control system and parameter calculation, finally presents the experim ent result. Keywords： full bridge phase-shift, zero-voltage switching (ZVS), frequency reduced 1 引言 在大型发电厂中,由于需要的直流负荷比较大,蓄电池的容量通常都在2000AH以上。若采用常规的10A或20A的开关整流模块,一般需要20或10以上的模块并联,但并联的模块过多,对模块之间的均流会带来一定的影响, 而且模块的可靠性并不随着模块的增加而增加, 一般并联的模块数量最好在10个以下。目前在电厂中大容量的直流充电电源采用相控电源的比较多，因此很有必要开发针对电厂用户的大容量开关整流充电电源。本文介绍的10kW 全桥移相ZVS PWM整流模块正是考虑了这种要求，它采用了加钳位二极管的ZVS－FB P WM直流变换技术，控制电路采用UC38专用全桥移相控制芯片，同时在轻载时采用了降低开关频率等技术，具有重量轻，效率高等优点。 2 整流模块主电路设计与参数计算 整流模块的主电路原理框图如图1所示，由输入EMI滤波器，整流滤波，ZVS全桥变换器，输出整流滤波和输出EMI滤波器等组成。 图1中由PQ1~PQ4开关管，钳位二极管D1,D2,谐振电感Lr,隔直电容CB，主变压器T 1以及吸收电阻和电容等组成全桥移相ZVS变换器，其中PQ1,PQ3为超前管，PQ2,PQ4为滞后管。PQ1（PQ3）超前PQ4(PQ2)一定的角度，即移相角。PQ1~PQ4采用IGBT单管并联组成，开关频率为25KHZ。 主题: 移相全桥滞后臂驱动波形疑问: 移相全桥软开关，2000w电源，驱动波形不正常。大家帮忙分析一下，黄色为ds波形。蓝色为驱动波形 疑问： 1.为什么ds有震荡？ 2.这是滞后臂下管驱动波形。为什么关段时死区时间没有了。滞后臂上管的驱动波形正好和下管相反，开通时死区时间没有了？ 3、谐振电容和电感应该选择多大的？ Answer： 1、驱动凹下去的那块是米勒效应区，这个可以加大驱动能力减弱。 2、关断时死区没有了，在驱动变压器副边加快速关断电路试试，或者就是在驱动电阻上反并联一个二极管。 3、谐振参数计算是比较的复杂的，一般2KW电压，取15UH就可以了，当然得看看您的变压器变比，输出电流折算到原边的大小，来确定。 I为原边电流，CMOS为MOS并联电容大小，您可以自己算算了，您这样的一个参数15UH 偏小了，我看您的波形您已经软开关了啊。 4、是实现软开关了但是滞后臂的驱动波形在关断是死区时间还不是很好所以经常炸管。 这是原边电流波形 变压器原边电压波形 变压器副边电压波形 输出整流二极管电压波形 Answer： 滞后臂炸管： 第一个排除：过温问题，看看您的MOS管的稳定是否超过降额。 第二个排除:死区时间问题，您的滞后臂死区时间是否大于您的体二极管的反向恢复时间呢？这个一定要大于，必须的大于。 第三个：您的驱动是否收到干扰呢，波形是否很干净。 您发的波形基本没发现什么问题，您为什么不加个原边牵位二极管呢，把输出震荡搞定呢？ 1、对于死区时间你要实测你管子哪里的驱动，用示波器读出来，因为很多的时候设置变压器驱动死区会和你设置的不一致的。 2.、IGBT比较适合做零电流，因为他的拖尾电流严重，做零电压没意义的，MOS适合零电压的。 3、IGBT必须加负压关断才比较的可靠。 课程设计 课程名称电力电子技术课程设计 题目名称1kW移相全桥直流变换器设计专业班级11级电气工程及其自动化学生姓名 学号 指导教师 二○一四年四月十三日 目录 一，设计内容和要求 (3) 1.1 主电路参数 (3) 1.2 设计内容 (3) 1.3 仿真波形 (3) 二，设计方案 (3) 2.1 主电路工作原理 (3) 2.2 芯片说明 (4) 2.2.1采用的芯片说明 (4) 2.2.2 UCC3895引脚说明 (5) 2.2.3 UCC3895工作原理 (6) 图2-4 基于ucc3895芯片的控制电路图 (8) 2.3控制电路设计 (8) 三，设计论述 (8) 3.1电路参数设计： (8) 3.1.1 主电路参数： (8) 3.1.2 变压器的设计 (9) 3.1.3 输出滤波电感的设计 (10) 3.1.4 功率器件的选择 (11) 3.1.5 谐振电感的设计 (12) 3.1.6 输出滤波电容和输入电容和选择 (13) 四，仿真设计 (14) 五，结论 (15) 六，参考文献 (16) 一，设计内容和要求 Vin=300VDC，Vo=48VDC，Po=1kW，fs=100kHz，输出电压纹波为0.1V 1.2 设计内容 主电路：选择开关管、整流二极管型号，计算滤波电感感值、滤波电容容值，谐振电感感值、占空比、变压器匝比等电路参数。 控制电路：UCC3895芯片周边元器件参数 1.3 仿真波形 给出仿真电路，得到仿真波形 二，设计方案 2.1 主电路工作原理 控制主要有两种：双极性控制和移相控制，本设计主要使用移相控制。由图2-2可见，电路结构与普通双极性PWM变换器类似。Q1、D1和Q4、D4组成超前桥臂、Q2、D2和Q3、D3组成滞后桥臂；C1～C4分别是Q1～Q4的谐振电容，包括寄生电容和外接电容；Lr是谐振电感，包括变压器的漏感；T副方和DR1、DR2组成全波整流电路，Lf、Cf组成输出滤波器，R1是负载。Q1和Q3分别超前Q4和Q2一定相位(即移相角)，通过调节移相角的大小来调节输出电压。由图2可见，在一个开关周期中，移相全桥ZVS PWM DC-DC变换器有12种开关模态，通过控制4个开关管Q1～Q4在A、B两点得到一个幅值为Vin的交流方波电压；经过高频变压器的隔离变压后，在变压器副方得到一个幅值为Vin／K的交流方波电压，然后通过由DR1和DR2构成的输出整流桥，得到幅值为Vin／K的直流方波电压。这个直流方波电压经过 Lf和Cf组成的输出滤波器后成为一个平直的直流电压，其电压值为Uo=DVin／K(D是占空比)。Ton是导通时间Ts是开关周期(T=t12-t0)。通过调节占空比D来调节输出电压Uo。 移相控制全桥ZVS—PWM变换器的分析与设计 摘要：阐述了零电压开关技术(ZVS)在移相全桥变换器电路中的应用。分析了电路原理和各工作模态，给出了实验结果。着重分析了主开关管和辅助开关管的零电压开通和关断的过程厦实现条件。并且提出了相关的应用领域和今后的发展方向。关键词：零电压开关技术；移相控制；谐振变换器 0 引言 上世纪60年代开始起步的DC／DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。因此，在上世纪80年代初，文献提出了移相控制和谐振变换器相结合的思想，开关频率固定，仅调节开关之间的相角，就可以实现稳压，这样很好地解决了单纯谐振变换器调频控制的缺点。本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC／DC变换器。 1 电路原理和各工作模态分析 1．1 电路原理 图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。Vin为输入直流电压。Si(i=1．2．3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。Di和Gi(i=l，2，3，4)为相应的体二极管和输出结电容，功率开关管的输出结电容和输出变压器的漏电感Lr作为谐振元件，使4个开关管依次在零电压下导通，实现恒频软开关。S1和S3构成超前臂，S2和S4构成滞后臂。为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。 图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设： 移相全桥学习笔记 在早期的大功率电源（输出功率大于1KW）应用中，硬开关全桥(Full-Bridge)拓扑是应用最为广泛的一种，其特点是开关频率固定，开关管承受的电压与电流应力小，便于控制，特别是适合于低压大电流，以及输出电压与电流变化较大的场合。但受制于开关器件的损耗，无法将开关频率提升以获得更高的功率密度。例如：一个5KW的电源，采用硬开关全桥，即使效率做到92%，那么依然还有400W的损耗，那么每提升一个点的效率，就可以减少50W的损耗，特别在多台并机以及长时间运行的系统中，其经济效益相当可观。 随后，人们在硬开关全桥的基础上，开发出了一种软开关的全桥拓扑——移相全桥(Phase-Shifting Full-Bridge Converter，简称PS FB)，利用功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通(Zero voltage Switching，简称ZVS)，来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提高电源的功率密度。 上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输入的直流电源 T1-T4：4个主开关管，一般是MOSFET或IGBT T1,T2称为超前臂开关管，T3,T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄生电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄生二极管或外加续流二极管 VD1,VD2:电源次级高频整流二极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1,Ls2:变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf: 移相全桥电源次级输出电容 R L: 移相全桥电源次级负载 移相全桥大功率软开关电源的设计 移相全桥大功率软开关电源的设计 1引言 在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。 本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好 的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。 2主电路的拓扑结构 鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。 隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。考虑到效率的问题，谐振电感LS只利用了变压器本身的漏感。因为如果该电感太大，将会导致过高 的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。 图1主电路原理图 3零电压软开关 高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS控制方式，控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。 开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。 图2IGBT驱动电压和集射极电压波形图 4容性功率母排 在最初的实验样机中，滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。在实验中发现IGBT上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡，图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。原因是并联在IGBT模块上的突波吸收电容与功率母排的寄生电感发生了高频谐振。满载运行一小时后，功率母排的温升为38℃，电容C5的温升为24℃。 图3使用普通功率母排时变压器初级电压、电流波形 为了消除谐振及减小功率母排、滤波电容的温升，我们最终采用了容性功率母排，图4为采用容性功率母排后满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。从图中可以看出，谐振基本消除，满载运行一小时后，无感功率母排的温升为11℃，电容C5的温升为10℃。 图4使用容性功率母排后变压器初级电压和电流波形 5采用多个变压器串并联结构，使并联的输出整流二极管之间实现自动均流为了进一步减小损耗，输出整流二极管采用多只大电流（400A）、耐高电压（80V）的肖特基二极管并联使用。而且，每个变压器的次级输出采用了全波整流方式。这样，每一次导通期间只有一组二极管流过电流。同时，次级整流二极管配上了RC吸收网络，以抑止由变压器漏感和肖特基二极管本体电容引起 的寄生震荡。这些措施都最大限度地减小了电源的输出损耗，有利于效率的提高。 对于大电流输出来说，一般要把输出整流二极管并联使用。但由于肖特基二极管是负温度系数的器件，并联时一般要考虑它们之间的均流。二极管的并联方 移相控制DC/DC 变换器开关状态分析 移相全桥变换器在一个工作周期间一共有12个开关模态，进行如下假设： (1)四个开关管和两个二极管都是理想器件； (2)电路中的电感、电容和变压器都是理想器件； (3)==，； (4)f L ,n 是变压器原副边匝比。 下面我们详细分析一下变换器的工作模态，假设每个时间段的起始时刻均为t=0。各开关状态的工作情况叙述如下: （1）、开关模态0[0t ]： 在0t 时刻对应图2.6（a ）。1Q 和4Q 同时导通，功率传送阶段，输入功率经 变压器向负载传送，此时/p o i I n =。副边二极管1D 流过全部负载电流o I ， ab U E =。 (2)、开关模态1[01~t t ]： 在01~t t 时刻对应图2.6（b ）。在时刻关断1Q ，原边电流p i ，从1Q 中转移到C1和C3中的支路中，给C1充电，给C3放电。因为有C1和C3，所以1Q 是零电压关断。在这段时间里r L 和f L 是串联的，而且f L 很大，原边电流近似不变。电容C1上的电压上升，电容C3上的下降。 （a ） （b ） （c ） （d ） 1C 2C lead C 24log C C C ==2 r L n ≥0t DC Rl D2 Rl DC Rl DC （e ） （f ） （g ） 图2.6移相全桥变换器各模态图 p i 和C1、C3的电压表达式分别为: 01()()p p i t I t I == （2.1） （2.2） （2.3） 在时刻，C3的电压下降到零，3Q 的反并联二极管3VD 自然导通，开关模1已结束。开关模态1结束的时间为： 01101 2lead in C V t t t I =-= （2.4） （3）、开关模态2[21t ~t ]： 在21t ~t 时刻，对应于图2.6（c ）。3VD 导通后使3Q 开通，3Q 为ZVS 开通。 虽然3Q 开通了，但没有电流通过3Q ，原边电流通过3VD 。由图可见，为实现3Q 的ZVS 开通，1Q 与3Q 间死区时间()d lead t 应大于01t ，即 ()01d lead t t > (2.5) Rl DC Rl DC Rl DC 1 10()2C lead I v t t C = -1t 移相全桥为主电路的软开关电源设计详解 2014-09-11 11:10 来源：电源网作者：铃铛 移相全桥变换器可以大大减少功率管的开关电压、电流应力和尖刺干扰，降低损耗，提高开关频率。如何以UC3875为核心，设计一款基于PWM软开关模式的开关电源?请见下文详解。 主电路分析 这款软开关电源采用了全桥变换器结构，使用MOSFET作为开关管来使用，参数为1000V/24A。采用移相ZVZCSPWM控制，即超前臂开关管实现ZVS、滞后臂开关管实现ZCS。电路结构简图如图1，VT1~VT4是全桥变换器的四只MOSFET开关管，VD1、VD2分别是超前臂开关管VT1、VT2的反并超快恢复二极管，C1、C2分别是为了实现VTl、VT2的ZVS设置的高频电容，VD3、VD4是反向电流阻断二极管，用来实现滞后臂VT3、VT4的ZCS，Llk为变压器漏感，Cb为阻断电容，T 为主变压器，副边由VD5~VD8构成的高频整流电路以及Lf、C3、C4等滤波器件组成。 图1 1.2kw软开关直流电源电路结构简图 其基本工作原理如下： 当开关管VT1、VT4或VT2、VT3同时导通时，电路工作情况与全桥变换器的硬开关工作模式情况一样，主变压器原边向负载提供能量。通过移相控制，在关断VT1时并不马上关断VT4，而是根据输出反馈信号决定移相角，经过一定时间后再关断VT4，在关断VT1之前，由于VT1导通，其并联电容C1上电压等于VT1的导通压降，理想状况下其值为零，当关断VT1时刻，C1开始充电，由于电容电压不能突变，因此，VT1即是零电压关断。 由于变压器漏感L1k以及副边整流滤波电感的作用，VT1关断后，原边电流不能突变，继续给Cb充电，同时C2也通过原边放电，当C2电压降到零后，VD2自然导通，这时开通VT2，则VT2即是零电压开通。 当C1充满电、C2放电完毕后，由于VD2是导通的，此时加在变压器原边绕组和漏感上的电压为阻断电容Cb两端电压，原边电流开始减小，但继续给Cb 充电，直到原边电流为零，这时由于VD4的阻断作用，电容Cb不能通过VT2、 移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析 鲁雄飞 河海大学电气工程学院，南京（210098） E-mail：luxiongfei@https://www.doczj.com/doc/d08176737.html, 摘要：总结了基于零电压及零电压零电流全桥PWM技术的各种典型拓扑，比较分析了其拓扑结构及各自的特点。在不同的应用场合，我们应该根据其特点选择合适的拓扑结构。关键词：变换器；PWM；零电压开关；零电压零电流开关； 中图分类号：TTP 1.引言 移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：○1充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关） ○2功率拓扑结构简单 ○3功率半导体器体的低电压应力和电流应力 ○4频率固定 ○5移相控制电路简单 全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点： ○1占空比丢失 ○2变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡 ○3拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关 目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面 ○1减小副边二极管上的电压振荡 ○2减少拓扑占空比丢失 ○3增大拓扑零电压软开关的负载适应范围[1] ○4循环电流的减小和系统通态损耗的降低[2] 2.典型的zvs电路拓扑 2.1原边串联电感电路 为了实现滞后桥臂的零电压，一般在原边串联电感（如图1所示）。增大变压器漏感，以增加用来对开关输出电容放电能量。该电路具有较大的循环能量，变换器的导通损耗较大，且增大了占空比的丢失。 UCC28950移相全桥设计指南 一，拓扑结构及工作原理 (1) 主电路拓扑 本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。电路拓扑如图3.6所示。 图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑 当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2 Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变， S为零电流关断，3S为零电流开通。 所以4 (2) 主电路工作过程分析[7] 半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。 ①模式1 图1模式1主电路简化图及等效电路图 ②模式2 图2模式2简化电路图 ③模式3 图3模式3简化电路图 ④模式4 图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5 图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6 图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7 图7模式7主电路简化电路图 ⑧模式8 图8模式8主电路简化电路图 二，关键问题 1：滞后臂较难实现ZVS 原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V. 解决方法： ①、增大励磁电流。但会增大器件与变压器损耗。 ②、增大谐振电感。但会造成副边占空比丢失更严重。 ③、增加辅助谐振网络。但会增加成本与体积。 2，副边占空比的丢失 原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态； Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。 解决方法： ①、减少原副边的匝比。但会造成次级整流管的耐压增大的后果。 ● 输入电压m o d in V -：270VDC ±20% ● 输出电压o V ：60V ● 输出电流m o d o I -：25A 4.1.2 变压器的设计 1)原副边匝比 为了降低输出整流二极管的反向电压，降低原边开关管的电流应力，提高高频变压器的利用率，高频变压器原副边匝比应尽可能大一些。为了在输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的匝比应按输入电压最低时来选择。设副边最大占空比为0.425，此时副边电压为s e c m in V ： s e c m in m a x 73.176 2o D L f e V V V V D ++= =(V) (4.1) 其中， o V 为变换器的输出电压， 1.2D V V =为副边整流二极管的导通压降， 1L f V V =为输出滤波电感寄生电阻在变换器额定输出时的直流压降，m a x e D 为变压器副边的最大占空比。 变压器的原副边匝比为：m o d m in s e c m in 270(120%) 2.952 73.176 in V K V -?-= = = 2)选磁芯 初选新康达锰锌软磁铁氧体铁芯EE42A ，其2 235e A m m =。 3)确定原副边匝数 匝数的确定可以先确定原边，也可先确定副边，但由于原边的电压是变化的，可根据输出是固定的来先确定副边匝数N s ，由电磁感应定律有： 4o s s m e V N f B A = (4.2) 将60o V V =， 3 10010s f H z =?，0.15m B T =，2 235e A m m =代入上式有： 3 6 60 4.2553 4100100.1523510 s N -= =????? 取4 s N =匝，又由11.75 p s N K N =?=，取12 p N =匝，N p 为变压器原边匝数。 4)导线的选取 导线应根据导线的集肤效应的影响来选取导线的线径，即根据穿透深度的大小来选取线径，导线线径应小于两倍的穿透深度?，穿透深度根据下面的公式计算： ?= (4.3) 式中ω为交变角频率，0 r μ μμ=为导线的磁导率，γ为导线的电导率(此处 学校代码：10213 国际图书分类号：621.3 密级：公开 工学硕士学位论文 5kW 移相全桥ZVS DC/DC 变换器的研究 硕士研究生：刘鑫 导师：马洪飞教授 申请学位：工学硕士 学科：电气工程 所在单位：电气工程及自动化学院 答辩日期：2011 年 6 月 授予学位单位：哈尔滨工业大学r the Master Degree in Engineering RESEARCH ON 5kW PHASE-SHIFT FULL BRIDGE ZVS DC/DC CONVERTER Candidate：Liu Xin Supervisor：Prof.Ma Hongfei Academic Degree Applied for：Master of Engineering Speciality： Power Electronics and Electric Drivers Affiliation： School of Electrical Engineering and Automation Date of Defence： June, 2011 Degree-Conferring-Institution：Harbin Institute of Technology哈尔滨工业大学硕士学位论文- I - 摘要 DC/DC 变换器是电力电子领域重要组成部分，在能源紧张的今天，提高DC/DC 变换器的效率及功率密度，具有重要的意义。功率器件的发展和软开关技术的提 出使变换器高效高功率密度成为可能。 移相全桥ZVS DC/DC 变换器是一种能够实现软开关和大功率能量变换的变换 器。本文围绕移相全桥ZVS DC/DC 变换器的特点，分析了其工作原理、占空比丢 失、变压器副边整流二极管振荡、滞后臂软开关实现条件等关键问题，并设计和 制作了一款5kW 的原理样机。 第一章介绍了DC/DC 变换器的背景及发展方向，其中包括器件、软开关技术 和目前DC/DC 变换器研究的热点。同时还介绍了全桥变换器常见的控制策略，以 及移相全桥变换器常见的问题和国内外学者提出的改进方法。第二章针对课题内 容，分析了移相全桥变换器的工作原理，对各个模态进行了详细的分析，并就移 相全桥变换器的几个关键问题进行了详细分析：占空比丢失、ZVS 的实现、损耗 分析和整流二极管振荡问题。第三章针对技术指标，设计了一款5kW 的样机，其 中包括各器件的选型和相关参数的计算，损耗计算。这些参数计算主要有：全桥 开关管电压电流应力的计算与选型、变压器的设计、整流二极管的选择、输出LC 滤波电路的设计、隔直电容的选择、谐振电感电容的选择和死区时间的计算、箝 位电路的设计。并根据计算结果使用Saber 软件进行了开环仿真，验证了设计参数 全桥电路基础的拓扑结构 这里整理一下移相全桥电路的基础，基础的拓扑结构为： 其控制方法在《脉宽调制DC/DC全桥变换器的软开关技术》划分为9类，不过可综合成下面四种组态： 1.两臂固定导通时间 Ton=D×Ts/2； 2.Q1&Q3向前导通 Ton=（D×Ts/2+Tadd）～Ts/2，可调节； 【可细分为Ton=Ts/2和Ton 1. +1状态: Q1, Q4同时导通，或d1,d4同时导通。a, b两点间电压Vab = + Vin。 2. -1状态: Q3,Q2同时导通，或d3, d2同时导通。a, b两点间电压Vab = - Vin。 3. 0状态: （Q1,Q4）&(d1,d4)不同时导通，并且（Q3,Q2）&（d3, d2）不同时导通。a, b两点间电压Vab = 0。 三种切换方式 1. +1 => -1 ^ -1 => +1 分析过程： 初始时刻：Q1、Q4导通，向副边传输能量。 下一时刻，Q1、Q4同时关断。因为有C1，C4，Q1，Q4电压缓升，是零电压关断。 在变压器原边漏感Lt的影响下，原边电流方向不变，该电流给C1，C4充电，C2，C3放电。 C1，C4充电至vin，C2，C3放电至0后，二极管D2，D3导通（Vab = -Vin）。以上是暂态过程，实际持续的时间很短，但是由于存在一段时间（Doff）,因此此时随着Ip的下降至零，开关管及其反并二极管都在关断状态，电容和漏感发生谐振，导致C2，C3在Q2，Q3开通的时候电压并不为零，因此电容的能量完全消耗在开关管上，这样无法实现软开关。因此+1=>-1时是无法实现软开关的。 2.+1 => 0 ^ -1 => 0移相全桥
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