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ZVS 移相全桥电路设计一、主电路结构图1 主电路结构图二、参数要求(350-400)in V VD C=、48/20out V V A =三、变压器设计 （1）输出功率o Po =U =960()o o P I W（2）AP 值设定开关频率60s f kH Z =。
取电流密度2624=410J A mm A m =⨯；选定magnetics 公司R 材质的Ferrite Cores ，max B =0.14T ，则在效率=90%η、窗口系数=0.25w k 的情况下有46322960=12.698(c )20.1441060100.900.25os wP AP m B J f k η⨯==∆⋅⋅⋅⋅⨯⨯⨯⨯⨯⨯⨯查magnetics 公司磁芯参数表，取接近此值的磁芯，选定为：EC70，其主要参数为：413.4()e b W aAc A A cm == 2=279()e A m m 2m in 211()b A m m =144()e l m m = 44131000l A m H T =（3）确定匝比n 与初级总匝数p N采用前级推挽+后级全波整流结构，输入电压与输出电压的关系如下dc 22)1son o p N t V V N T⎡⎤=--⎢⎥⎢⎥⎣⎦（输入电压范围在350V-400V ，当(m i n )-1=348p d cV V V=，有最大占空比max D 时，输出电压达到最大48o V V =。
取最大占空比m ax 0.45D =，则n=6.4。
根据法拉第定律可以确定初级匝数p Np (m in)-63(2)0.453480.45===33.4320.14279106010on dc p ee sV t V N BA A Bf -⨯=∆∆⨯⨯⨯⨯⨯ 取（匝）（4）确定次级总匝数s Ns1234====5.3 66.4p s N N N n 取（匝）故在350V-400V 输入时，匝数比n=6、max 0.42D =、m in 0.37D =。
两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑的比较移相全桥ZVS-PWM变换器是一种高效率、高可靠性的DC-DC变换器，其拓扑结构复杂，但是具有很好的电路性能和电气参数。
在实际应用中，有多种不同的移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑可供选择。
本篇文章将比较两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑，分别是基于全桥拓扑的变换器和基于三电平全桥拓扑的变换器。
1. 基于全桥拓扑的变换器基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是最常用的拓扑结构。
该拓扑结构具有轻松实现基本ZVS动作的优点，无需使用任何复杂的电路，而且具有较好的成本和设计灵活性。
在实际应用中，基于全桥拓扑的变换器通常需要使用一些辅助电路，以解决谐振现象。
优点：①电路操作简单，易于实现。
②交流侧的损耗较小。
③实现高功率密度。
缺点：①输出电压受交流电源电压的波动影响较大。
②峰值应力程度较高。
2. 基于三电平全桥拓扑的变换器基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器是近年来发展较快的一种拓扑结构。
该拓扑结构下，采用更多的功率器件以及更加复杂的电路拓扑，在谐振问题的处理方面具有重要的优势。
目前该拓扑结构在风能、太阳能等领域得到了广泛应用。
优点：①基本消耗无谐振的电路，减小了电路的开关损耗。
②输出电压呈三级结构，可轻松实现多种电压调节方式。
缺点：①开关器件数目增加，造成电路设计和控制难度大。
②在高频控制时可能造成比较强的谐振噪声。
综上所述，两种新型移相全桥ZVS-PWM变换器拓扑各有优缺点，在选择时应根据实际应用需求进行评估。
虽然基于三电平全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器在谐振问题上更加优越，但其电路复杂度和控制难度也更大，适用于高要求的应用场景。
而基于全桥拓扑的移相全桥ZVS-PWM变换器则相对简单易用，更适用于低功率应用。
数据分析是一种通过数学和统计学方法对数据进行分析和解释，以准确判断数据的意义和价值的方法。
在实际工作中，数据分析在市场调研、销售预测、风险管理、财务报表分析等领域都发挥着重要作用。
移相全桥ZVZCSDC/DC变换器综述摘要：概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器，简要介绍了各种电路拓扑的工作原理，并对比了优缺点，以供大家参考。
关键词：移相控制；零电压零电流开关；全桥变换器 1概述所谓ZVZCS，就是超前桥臂实现零电压导通和关断，滞后桥臂实现零电流导通和关断。
ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷，即可以大幅度降低电路内部的循环能量，提高变换效率，减小副边占空比丢失，提高最大占空比，而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响。
图1 滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的。
即当原边电流减小到零后，不允许其继续反方向增长。
原边电流复位目前主要有以下几种方法： 1）利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿，使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中，为滞后桥臂提供零电流开关的条件；图2 2）在变压器原边使用隔直电容和饱和电感，在原边电压过零期间，将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源，使原边电流复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件； 3）在变压器副边整流器输出端并联电容，在原边电压过零期间，将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源，使原边电流迅速复位，为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件。
图3 2 电路拓扑根据原边电流复位方式的不同，下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构，以供大家参考。
图4 1）NhoE.C. 电路如图1所示[1]。
该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器，它的驱动信号采用有限双极性控制，从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关。
这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择，L1k太小，在负载电流很小时，超前桥臂不能实现零电压开关；L1k太大，又限制了iL1k的变化速度，从而限制了变换器开关频率的提高。
变换器给负载供电方式是电流源形式，电感L1k电流交流变化，输入电流脉动很大，要求滤波电容很大。
移相全桥ZVS 及ZVZCS 的拓扑结构分析
1. 引言
移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM 拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。
全桥移相ZVS-PWM DC/DC 变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：
●充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关）
●功率拓扑结构简单
●功率半导体器体的低电压应力和电流应力
●频率固定
●移相控制电路简单
全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点：
●占空比丢失
●变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡
●拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关
目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面
●减小副边二极管上的电压振荡
●减少拓扑占空比丢失
●增大拓扑零电压软开关的负载适应范围
●循环电流的减小和系统通态损耗的降低
2. 典型的zvs 电路拓扑
2.1 原边串联电感电路。
低压大电流大功率软开关全桥变换器拓扑结构分析*杨钰辉 **(南京船舶雷达研究所,江苏南京210003)摘 要:分析研究了低压大电流全桥变换器电路拓扑结构。
分别介绍了功率变压器初级移相控制零电压(ZVS)P WM和移相控制零电压零电流(ZVZCS)P WM软开关全桥变换器主电路拓扑结构,以及功率变压器次级适宜采用的不同电路拓扑形式,并对其优缺点进行了对比分析。
文中简要说明了在变换器输入级加入功率因数校正环节的必要性。
关键词:发射机;变换器;拓扑结构中图分类号:TN830 文献标识码:A 文章编号:1009-0401(2007)04-0047-04 The topol ogical anal ysis of the f u ll bri dge converter based on lo w voltage,h i gh curre nt,h i gh po wer soft s w itchesY ANG Yu hui(N anjing M arine Radar Institute,N anjing210015,China)A bstract:I n th is paper,the topo log ical struct u re o f t h e lo w voltage,h i g h curren,t full bridge(FB) converter is ana l y zed.The m a i n c ircuit topolog ies of the Z VS P WM and ZVZCS P WM based so ft s w itc h i n g,full bridge converters used i n the pri m ary stage of the transfor m er are intr oduced.Besi d es,the d ifferent circu it topolog ical structures of the secondary stage o f the transfor m er are presented w ith the ir advantages and d isadvantages co m pared.The necessity of addi n g a part for pow er factor correction i n the i n put stage of t h e converter is g i v en briefly.K eyw ords:solid state trans m itter;converter;topo l o g i c al structure1 引 言随着固态功率放大技术的发展,固态脉冲雷达发射机所需电源的功率也随之增大。
全桥移相软开关变换器结构分析作者：周志敏 上传时间：2004-12-9 8:45:13摘要摘要：： 文中分析了全桥移相控制ZVS 和ZVZCS 变换器存在的不足，针对全桥ZVZCS 软开关方案存在的问题，介绍了PS －FB －ZVZCS-PWM 电路。
Abstract ： In this paper analyze PS －FB －ZVS-PWM and PS －FB －ZVZCS-PWM convertor exist issue ，be dead against issue ，introduce no-symmetry PS －FB －ZVZCS-PWM circuit 。
1 引言在DC/DC 变换器中，则以全桥移相控制软开关PWM 变换器的研究十分活跃，它是直流电源实现高频化的理想拓扑之一，尤其是在中、大功率的应用场合。
移相控制方式是全桥变换器特有的一种控制方式，它是指保持每个开关管的导通时间不变，同一桥臂两只管子相位相差1800。
对全桥变换器来说，只有对角线上两只开关管同时导通时变换器才输出功率，所以可通过调节对角线上的两只开关管导通重合角的宽度来实现稳压控制。
如果我们定义此导通重合角的脉宽为输出脉宽的话，实际上就成为ＰＷＭ控制方式。
因此，人们也称此类变换器为移相全桥PWM （PS －FB －PWM ）变换器。
通常定义首先开通的两只开关管为超前桥臂，后开通的两只开关管为滞后桥臂。
2 移相调宽零压变换器1.移相调宽变换器的基本工作原理移相调宽桥式变换器的主电路如图1所示。
图中S1、S2、S3、S4表示器件内部的开关管，VDs1、VDs2、VDs3、VDs4表示器件内部的反并联二极管，Cs1、Cs2、Cs3、Cs 4表示器件的输出电容与外接电容的总和，CP 表示变压器T 的各种杂散电容之和。
Lr 是为改善换流条件而接入的，称为换流电感。
与传统的PWM 桥式电路相比，除增加了Lr 及V D1、VD2之外，电路拓扑并无太大差别。
上世纪60年代开始起步的DC/DC PWM功率变换技术出现了很大的发展。
后然经过发展，越来越多在各个领域当中应用。
但由于其通常采用调频稳压控制方式，使得软开关的范围受到限制，且其设计复杂，不利于输出滤波器的优化设计。
本文选择了全桥移相控制ZVS-PWM谐振电路拓扑，在分析了电路原理和各工作模态的基础上，设计了输出功率为200W的DC/DC变换器。
1 电路原理和各工作模态分析1.1 电路原理图1所示为移相控制全桥ZVS—PWM谐振变换器电路拓扑。
Vin为输入直流电压。
Si(i=1.2.3，4)为第i个参数相同的功率MOS开关管。
为了防止桥臂直通短路，S1和S3，S2和S4之间人为地加入了死区时间△t，它是根据开通延时和关断不延时原则来设置同一桥臂死区时间。
S1和S4，S2和S3之间的驱动信号存在移相角α，通过调节α角的大小，可调节输出电压的大小，实现稳压控制。
Lf和Cf构成倒L型低通滤波电路。
图2为全桥零电压开关PWM变换器在一个开关周期内4个主开关管的驱动信号、两桥臂中点电压VAB、变压器副边电压V0以及变压器原边下面对电路各工作模态进行分析，分析时时假设：(1)所有功率开关管均为理想，忽视正向压降电压和开关时时间;(2)4个开关管的输出结电容相等，即Ci=Cs，i=1，2，3，4，Cs为常数;(3)忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻;(4)滤波电感足够大。
1.2 各工作模态分析(1)原边电流正半周功率输出过程。
在t0之前，Sl和S4已导通，在(t0一t1)内维持S1和S4导通，S2和S3截止。
电容C2和C3被输入电源充电。
变压器原边电压为Vin，功率由变压器原边传送到负载。
在功率输出过程中，软开关移相控制全桥电路的工作状态和普通PWM硬开关电路相同。
(2)(t1一t1′)：超前臂在死区时间内的谐振过程。
加到S1上的驱动脉冲变为低电平，S1由导通变为截止。
电容C1和C3迅速分别充放电，与等效电感(Lr+n2Lf)串联谐振，在谐振结束前(t2之前)，使前臂中心电压快速降低到一0.7V，使D3立即导通，为S3的零电压导通作好准备。
UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。
电路拓扑如图3.6所示。
图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。
当关断1S时，电源对1CC通过变压器初级绕组放电。
由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。
当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，所以4S为零电流关断，3S为零电流开通。
(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。
①模式1图1 模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2 模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6 模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8 模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。
但会增大器件与变压器损耗。
②、增大谐振电感。
但会造成副边占空比丢失更严重。
③、增加辅助谐振网络。
但会增加成本与体积。
2，副边占空比的丢失原因： 移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss 与谐振电感量大小以及负载RL 大小成正比，与输入电压大小成反比。
UCC28950移相全桥设计指南一，拓扑结构及工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PWM移相全桥变换器，采用增加辅助电路的方法复位变压器原边电流，实现了超前桥臂的零电压开关(ZVS)和滞后桥臂的零电流开关(ZCS)。
电路拓扑如图3.6所示。
图3.6 全桥ZVZCS电路拓扑当1S、4S导通时，电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载，同时，输出端钳位电容Cc充电。
当关断1S时，电源对1C C通过变压器初级绕组放电。
由于1C的存在，1S为零电压关断，此时变压器漏感k L和输出滤波电感o L串联，共同提供能量，由于充电，2Cc的存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢，导致电位差并产生感应电动势作用于k L，加速了2C的放电，为2S的零电压开通提供条件。
当Cc放电完全后，整流二极管全部导通续流，在续流期间原边电流已复位，此时关段4S，开通3S，由于漏感k L两边电流不能突变，S为零电流关断，3S为零电流开通。
所以4(2) 主电路工作过程分析[7]半个周期内将全桥变换器的工作状态分为8种模式。
①模式1图1 模式1主电路简化图及等效电路图②模式2图2 模式2简化电路图③模式3图3模式3简化电路图④模式4图4模式4主电路简化图及等效电路图⑤模式5图5模式5 主电路简化图及等效电路图⑥模式6图6模式6主电路简化图及等效电路图⑦模式7图7模式7主电路简化电路图⑧模式8图8模式8主电路简化电路图二，关键问题1：滞后臂较难实现ZVS原因：滞后臂谐振的时候，次级绕组短路被钳位，所以副边电感无法反射到原边参加谐振，导致谐振的能量只能由谐振电感提供，如果能量不够，就会出现无法将滞后臂管子并联的谐振电容电压谐振到0V.解决方法：①、增大励磁电流。
但会增大器件与变压器损耗。
②、增大谐振电感。
但会造成副边占空比丢失更严重。
③、增加辅助谐振网络。
但会增加成本与体积。
2，副边占空比的丢失原因：移相全桥的原边电流存在着一个剧烈的换流过程，此时原边电流不足以提供副边的负载电流，因此副边电感就会导通另一个二极管续流，即副边处于近似短路状态；Dloss与谐振电感量大小以及负载RL大小成正比，与输入电压大小成反比。
⼀⽂看懂移相全桥的原理及设计 移相全桥简介 移相全桥（Phase-ShiftingFull-BridgeConverter，简称PSFB），利⽤功率器件的结电容与变压器的漏感作为谐振元件，使全桥电源的4个开关管依次在零电压下导通（ZerovoltageSwitching，简称ZVS），来实现恒频软开关，提升电源的整体效率与EMI性能，当然还可以提⾼电源的功率密度。
上图是移相全桥的拓扑图，各个元件的意义如下： Vin：输⼊的直流电源 T1-T4：4个主开关管，⼀般是MOSFET或IGBT T1，T2称为超前臂开关管，T3，T4称为滞后臂开关管 C1-C4：4个开关管的寄⽣电容或外加谐振电容 D1-D4：4个开关管的寄⽣⼆极管或外加续流⼆极管 VD1，VD2：电源次级⾼频整流⼆极管 TR：移相全桥电源变压器 Lp：变压器原边绕组电感量 Ls1，Ls2：变压器副边电感量 Lr：变压器原边漏感或原边漏感与外加电感的和 Lf：移相全桥电源次级输出续流电感 Cf：移相全桥电源次级输出电容 RL：移相全桥电源次级负载 移相全桥⼯作模态 因为是做理论分析，所以要将⼀些器件的特性理想化，具体如下： 1、假设所有的开关管为理想元件，开通与关断不存在延迟，导通电阻⽆穷⼩；开关管的体⼆极管或者外部的⼆极管也为理想元件，其开通与关断不存在延迟，正向压降为0。
2、所有的电感，电容都为理想元件，不存在寄⽣参数，变压器也为理想变压器，不存在漏感与分布参数的影响，励磁电感⽆穷⼤，励磁电流可以忽略，谐振电感是外加的。
3、超前桥臂与滞后的谐振电容都相等，即C1=C2=Clead，C3=C4=Clag。
次级续流电感通过匝⽐折算到初级的电感量LS`远远⼤于谐振电感的感量Lr即LS=Lr*n2》Lr。
PSFB⼀个周期可以分为12中⼯作模态，其中正负半周期是对应的关系，只不过改变的是电流在桥臂上的流向，下⾯我们⾸先来分析这12个⼯作模态的情况，揭开移相全桥的神秘⾯纱。
摘要:概述了9种移相全桥ZVZCSDC/DC变换器,简要介绍了各种电路拓扑的工作原理,并对比了优缺点,以供大家参考.关键词:移相控制;零电压零电流开关;全桥变换器1概述所谓ZVZCS,就是超前桥臂实现零电压导通和关断,滞后桥臂实现零电流导通和关断.ZVZCS方案可以解决ZVS方案的故有缺陷,即可以大幅度降低电路内部的循环能量,提高变换效率,减小副边占空比丢失,提高最大占空比,而且其最大软开关范围不受输入电压和负载的影响.滞后桥臂零电流开关是通过在原边电压过零期间使原边电流复位来实现的.即当原边电流减小到零后,不允许其继续反方向增长.原边电流复位目前主要有以下几种方法:1)利用超前桥臂开关管的反向雪崩击穿,使储存在变压器漏感中的能量完全消耗在超前桥臂的IGBT中,为滞后桥臂提供零电流开关的条件;2)在变压器原边使用隔直电容和饱和电感,在原边电压过零期间,将隔直电容上的电压作为反向阻断电压源,使原边电流复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件;3)在变压器副边整流器输出端并联电容,在原边电压过零期间,将副边电容上的电压反射到原边作为反向阻断电压源,使原边电流迅速复位,为滞后桥臂开关管提供零电流开关的条件.2电路拓扑根据原边电流复位方式的不同,下面列举几种目前常见的移相全桥ZVZCSPWMDC/DC拓扑结构,以供大家参考.1)NhoE.C.电路如图1所示[1].该电路是最基本的移相全桥ZVZCS变换器,它的驱动信号采用有限双极性控制,从而实现超前桥臂的零电压和滞后桥臂的零电流开关.这种拓扑结构的缺陷是L1k要折衷选择,L1k太小,在负载电流很小时,超前桥臂不能实现零电压开关;L1k太大,又限制了iL1k的变化速度,从而限制了变换器开关频率的提高.变换器给负载供电方式是电流源形式,电感L1k电流交流变化,输入电流脉动很大,要求滤波电容很大.该电路可以工作在电流临界连续状态,但必须采用频率控制,不利于滤波器的优化设计.2)ChenK.电路如图2所示[2][3].该电路超前桥臂并联有串联的电感和电容.电感L1和L2很小,不影响开关管的ZVS,但有两个好处:一是限制振荡的电流峰值;二是在负载很小,开关管不能实现ZVS时,限制开关管的开通电流尖峰.该拓扑结构利用IGBT的反向击穿特性,解决了滞后桥臂IGBT关断时的电流拖尾问题,可以提高IGBT的开关频率,而且在负载很小时也能实现零电流开关.但是,这个电路也付出了代价,漏感L1k中的能量反向时漏感L1k中的能量全部消耗在反向击穿的IGBT中.3)原边加隔直电容和饱和电感的FB-ZVZCS-PWM变换器如图3[4]所示.它在基本的移相全桥变换器的基础上增加了一个饱和电感Ls,并在主电路上增加了一个阻挡电容Cb,阻挡电容Cb与饱和电感Ls适当配合,能使滞后桥臂上的主开关管实现零电流开关.在原边电压过零阶段,饱和电感工作在线性状态,阻止原边电流ip反向流动,在原边电压为Vin或-Vin时,它工作在饱和状态.尽管它有许多明显的优势,但也有不足之处,如最大占空比范围仍受到很多限制,特别是饱和电感上有很大的损耗,饱和电感磁芯的散热问题是一个必须解决的问题.4)副边采用有源箝位开关的FB-ZVZCS-PWM变换器如图4所示[5].这种电路没有使用耗能元件,在副边增加有源箝位开关S,并通过对有源箝位开关的适当控制,为滞后桥臂创造零电流开关条件.超前桥臂在零电压导通与关断的过程中,输出滤波电感Lf参与了谐振过程,而输出滤波电感通常具有很大的值,超前桥臂开关管可以在很大的负载范围内满足零电压开关条件,开关管的导通与关断的死区时间间隔受原边电压最大占空比的限制.在此种拓扑结构中,可能会出现副边整流输出电压的占空比大于原边电压最大占空比的现象,这种现象称为“占空比增大效应”(dutycycleboosteffect)这种现象是由箝位电容Cc和箝位开关的作用造成的.此电路的主要缺点是控制上稍微复杂一些,以及有源箝位开关采用的是硬开关,但是,有源箝位开关在一个开关周期中仅工作很短一段时间,对变换器整体效率影响很小.5)利用变压器辅助绕组的FB-ZVZCS-PWM变换器电路拓扑如图5所示[6].该电路通过在副边增加一个变压器辅助绕组和一个简单的辅助线路,无须增加耗能元件或有源开关来取得滞后桥臂ZCS.其副边整流电压可由箝位电容箝位,一般可将其限制在120%额定值内,该方案可在大功率场合应用.该电路拓扑的优点是负载范围宽,占空比损失小,器件的电压应力、电流应力小,成本低.但是它也有缺点,即副边结构复杂,设计时有些困难.6)副边带能量恢复缓冲电路的FB-VZCS-PWM变换器如图6所示[7].它的副边增加了由3个快恢复二极管和2个小电容构成的能量恢复缓冲电路,此电路在能量传递初始期间,电容Cs1和Cs2与漏感谐振,电容上的电压达到2nVin,超前桥臂开关管一关断,电容上电压就折合到原边,在漏感上产生一反压,使得原边电流下降.而且,通过能量恢复电路的低阻抗路径使副边整流二极管实现了ZVS.该结构稍微复杂些,最大缺点是,由于电容Cs1和Cs2与漏感谐振,使得副边整流电压几乎是正常电压nVin的2倍,增加了整流管的电压应力,并且由于存在大量环流,也增加了导通损耗.7)使用改进的能量恢复缓冲电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图7所示[8].它运用改进的能量恢复缓冲电路来减小循环电流和副边瞬间超压.除了增加二极管Ds4外,其工作原理和线路与6)相同.8)滞后桥臂中串入二极管的FB-ZVZCS-PWM变换器如图8所示[9].它利用串联二极管阻断电容电压可能引起的原边电流的反向流动.可以在任意负载和输入电压变化范围内实现滞后桥臂的零电流开关.9)副边利用简单辅助电路的FB-ZVZCS-PWM变换器如图9所示[10].此电路副边由一个简单辅助电路构成:包括一个小电容和两个小二极管,结构简单,整流电压不恒定,取决于占空比.该方案不含饱和电感,辅助开关,不产生大的环流,没有额外的箝位电路,这是因为,副边整流电压被箝位于箝位电容电压与输出电压之和.所用的元器件均在低电压,低电流下工作,还有负载范围宽,占空比损失小等优点,从而使此变换器具有高效率,低成本,解决了目前常见变换器的许多问题.在高功率场合很有发展前途.3结语综上所述可知,图2和图3电路使用耗能元件来复位原边电流,降低了总效率并阻碍功率超过5kW;图4电路通过副边增加有源箝位开关来复位原边电流,价格较贵并且控制复杂,有源箝位开关采用的是硬开关,开关频率是原边的两倍,开关损耗大;图5电路所有有源和无源元器件都工作在最小电流应力和电压应力下,有较宽的ZVZCS范围,较小的占空比损耗,不存在严重的寄生环流,功率超过5kW,但是辅助电路复杂;图6电路中电容Cs1和Cs2与漏感谐振引起大的循环能量,降低了总效率并使得副边整流电压几乎是正常电压nVs的二倍,增加了副边整流管的电流应力,变压器和开关的导通损耗也增加了;图7电路是对图6电路的改进,它减小了副边瞬间超压和环流,也能使开关损耗传到负载;通过比较图6和图7缓冲电路中Cs放电时间和漏感L1k 复位时间,可以看出吸收电容复位变压器漏感能量的能力和容量,后者比前者加倍,因而使用图7电路能扩展到重载范围.图9电路简化了前几种ZVZCS方案,仅仅增加由一个小电容和两个小二极管组成的简单辅助电路,无须增加耗能元件和有源开关实现ZVZCS,不仅为原边开关提供ZVZCS条件,而且箝位副边整流二极管,效率高而且价格便宜.。
ZVZＣS移相全桥软开关工作原理(1) 主电路拓扑本设计采用ZVZCS PＷM移相全桥变换器,采用增加辅助电路得方法复位变压器原边电流,实现了超前桥臂得零电压开关(ＺVS)与滞后桥臂得零电流开关(ZCS）。
电路拓扑如图3、６所示。
图3、6 全桥ＺVＺCS电路拓扑当、导通时,电源对变压器初级绕组正向充电，将能量提供给负载,同时,输出端钳位电容充电。
当关断时,电源对充电,通过变压器初级绕组放电。
由于得存在,为零电压关断,此时变压器漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,由于得存在使得变压器副边电压下降速度比原边慢,导致电位差并产生感应电动势作用于,加速了得放电,为得零电压开通提供条件。
当放电完全后,整流二极管全部导通续流,在续流期间原边电流已复位,此时关段,开通，由于漏感两边电流不能突变,所以为零电流关断,为零电流开通。
(2)主电路工作过程分析［７］半个周期内将全桥变换器得工作状态分为8种模式。
①模式1、导通,电源对变压器初级绕组正向充电,将能量提供给负载,同时,输出端箝位电容充电。
输出滤波电感与漏感相比较大,视为恒流源，主电路简化图及等效电路图如图３、7所示。
图3、7模式1主电路简化图及等效电路图由上图可以得到如下方程:(3-3)(3-4)(３－5)由(3-3)式得:(3－６）将(3－６）式代入(3-5）式得:(3－7）将(3-7）式代入(3－4)式得:(3-8)解微分方程:（3-9)其初始条件为:; (3-10)代入方程解得:(3-11)(3-12)(3－1３)(其中)②模式2当时,达到最大值,此时,,;二极管关断，输出侧电流流经、、、、与次级绕组,简化电路如图3、8所示。
此时满足：，,。
图3、８模式2简化电路图③模式3S１关断,原边电流从S1转移至C1与C２,C1充电,C２放电,简化电路如图３、9所示。
由于C1得存在,S1就是零电压关断。
变压器原边漏感与输出滤波电感串联,共同提供能量,变压器原边电压与整流桥输出电压以相同得斜率线性下降,满足:。
第9卷第2期黑龙江科学V〇l. 9 2018 年 1月HEILONGJIANGSCIENCE January 2018移相全桥ZVZCS变换器的分析及轻载时超前臂ZVS的改进罗耀华，胡月(哈尔滨工程大学自动化学院，哈尔滨150001)摘要：ZVZCS移相全桥零电压零电流变换器实现了起前桥臂的零电压开关（ZVS)与滞后桥臂的零电流开关（ZCS),其软开关的实现条件比ZVS移相全桥与ZCS移相全桥要好。
全面分析了这种变换器的工作原理，并针对起前桥臂在轻载时实现ZVS效果不佳问题,提出了 一种改进方法，增加了由2只电容器及1只电感器组成的辅助电路，设计了关键参数并利用MATLAB/Simulink进行仿 真研究,仿真实验结果证明了该方法对改善起前臂ZVS效果不佳有效。
关键词：变换器;移相控制;ZVZCS;辅助电路中图分类号：TM46 文献标志码：A文章编号：1674 -8646(2018)02 -0056 -05The analysis of phase shifted full bridge ZVZCS converterand the improvement of the forearm ZVS in the light loadL U O Y a o-hua，H U Y u e(Harbin Engineering University，Harbin 150001，China)Abstract；The ZVZCS phase shifted f u l l bridge P W M converter achieves ZVS of t l i e leading-leg an leg，whose s o f t switching c ondition i s beter than the ZVS or ZCS f u l l bridge converter.This paper analyzes i t i s principle from a l l around，and the ZVS effect i s not good when the lead bridge arm i s i s proposed，an auxiliary circuit composed of2 capacitors and1inductors i s added，designs key parameters and does simulation research by using MATLAB/Simulink software，simulation experiment results showthat t h i s method improves the defect of the ZVS effect of the super forearm.Key words ；Converter；Phase-shifting control;Z V Z C S;Auxiliary circuit移相全桥电路是目前应用很广泛的软开关电路，其电路结构简单，控制方法便捷，与以往的硬开关电路 相比有很大的优势。
移相全桥ZVS及ZVZCS拓扑结构分析鲁雄飞河海大学电气工程学院，南京（210098）E-mail：luxiongfei@摘要：总结了基于零电压及零电压零电流全桥PWM技术的各种典型拓扑，比较分析了其拓扑结构及各自的特点。
在不同的应用场合，我们应该根据其特点选择合适的拓扑结构。
关键词：变换器；PWM；零电压开关；零电压零电流开关；中图分类号：TTP1.引言移相控制方式是控制型软开关技术在全开关PWM拓扑的两态开关模式（通态和断态）通过控制方法变为三态开关工作模式（通态断态和续流态），在续流态中实现开关管的软开关。
全桥移相ZVS-PWM DC/DC变换拓扑自出现以来，得到了广泛应用，其有如下优点：○1充分利用电路中的寄生参数（开关管的输出寄生电容和高频变压器的漏感，实现有源开关器件的零电压开关）○2功率拓扑结构简单○3功率半导体器体的低电压应力和电流应力○4频率固定○5移相控制电路简单全桥移相电路具有以上优点，但也依然存在如下缺点：○1占空比丢失○2变压器原边串联电感和副边整流二极管寄生电容振荡○3拓扑只能在轻载到满载的负载范围内，实现零电压软开关目前该拓扑的研究及成果主要集中在以下方面○1减小副边二极管上的电压振荡○2减少拓扑占空比丢失○3增大拓扑零电压软开关的负载适应范围[1]○4循环电流的减小和系统通态损耗的降低[2]2.典型的zvs电路拓扑2.1原边串联电感电路为了实现滞后桥臂的零电压，一般在原边串联电感（如图1所示）。
增大变压器漏感，以增加用来对开关输出电容放电能量。
该电路具有较大的循环能量，变换器的导通损耗较大，且增大了占空比的丢失。
图 1 变压器原边串联电感拓扑在实现滞后桥臂的同时，为了进一步扩大负载范围，可在原边上再串联上一饱和电感，该电路可减小占空比的损失和减小变压器副边的寄生振荡，但是饱和电感工作在正、负饱和值之间，而且频率很高，使得饱和电感的损耗较大，在低的输入电压情况下会引起较为严重的副边占空比丢失。
2.2 原边串联二极管钳位电路及其改进电路上述电路虽然实现了全桥移相电路的ZVS，但是并没有很好地解决输出整流二级管在反向恢复过程中的电压尖峰问题，基于此有文献[4]提出了钳位电路（如图2）图2 原边串联二极管钳位电路拓扑该电路在变压器原边增加一个谐振电感和两个钳位二级管，消除了输出整流管上的电压尖峰和电压振荡，从而省去了吸收电路，可以选择低压的整流管，该电路的主要缺点是：○1在原边电压为0时，谐振电感被钳位二极管短路，其电流保持不变，在电感钳位二极管和开关管中产生较大的导通损耗；○2增加了钳位二极管的电流有效值和关断损耗；○3为了防止直流偏磁，一般采用隔直电容与变压器或谐振电感串联，但隔直电容上的直流分量会导致变压器原边电流或谐振电感电流不对称，影响变换器的可靠工作。
在文献[5]中提出了上述电路的改进拓扑，把谐振电感和变压器互换位置，使钳位二极管在一个周期内只导通1次，降低了钳位二极管有效值，降低了导通损耗，进一步提高了变换器效率。
2.3 副边RCD钳位电路拓扑图2及其改进拓扑者是在原边加钳位二极管。
另一种方法是在副边加钳位电路。
图3就是一改进的副边RCD钳位电路拓扑[6]，该电路能有效抑制副边管的电压过冲，同时导通损耗也较低，主要缺点是吸收电路损耗大，降低了变换器的效率。
••图3 副边RCD钳位电路拓扑2.4 加辅助谐振网络电路拓扑为了能使全桥变换电路能够工作在更大的负载范围。
文献[7]中提给出了一种新颖的变换器拓扑（如图4）••图4 加辅助谐振网络的电路拓扑在1图的基础上加入一个辅助谐振网络，该文献提出了电流增强原理，其拓扑具有以下特点：○1在任意负载和输入电压范围内实现零电压开关○2占空比丢失减小到近似接近于0○3电路的电感、电容、二极管的电流、电压应力很小，且与负载无关。
2.5 一种新型的ZVS变换器拓扑及其派生电路在文献[8]中提出一种新型的变换器拓扑及其派生电路。
该文献根据文义全桥变频电路（如图5）图5 广义的全桥变频电路提出了一种解决耗能储备与辅助电路能量之间矛盾的方法，并给出了其派生电路（如图6）。
图6 输出B为受控时的派生电路该电路能在宽负载范围和输入电压范围内实现ZVS，实现ZVS条件所需能量不仅取决于输入电压而且取决于负载，使电路在空载时也有较大能量实现ZVS。
但该拓扑引入了辅助电源，电路复杂程度有所增加。
3.ZVZCS典型拓扑以上电路采用的电源开关器件一般都选择功率MOSFET，而MOSFET的导通损耗较大。
若采用IGBT作为开关器件，可减小开关损耗，但同时IGBT有关断拖尾电流，为降低关断拖尾电流带来的关断损耗，就必须在开关管上并联大的吸收电容，这样，将导致滞后臂难以实现零电压开关，即降低软开关的适用范围，为了保证超前桥臂臂软开关负载适应范围不变，大的并联电容必将增大桥臂开关管之间的死区电压，从而减小拓扑工作的最大占空比，因此适应IGBT应用的零电压，零电流（ZVZCS PWM）变换器随之发展起来。
ZVZCS的典型拓扑有如下几种。
3.1 原边串联饱和电感拓扑图7 原边串联饱和电感拓扑如图7所示，变换器拓扑的特点是在原边串联饱和电感，当阻断电容上的电压使原边电流复位到零以后，饱和电感退出饱和，它在一小段时间内将电流钳在零位，使滞后桥臂开关实现零电流关断但是饱和电感工作在正、负饱和值之间，而且频率很高，使得饱和电感的损耗较大。
在低输入电压时会引起较为严重的副边占空比丢失。
[3]3.2 副边加有源钳位电路图8 副边加有源钳位电路在图8中，该拓扑的变压器副边采用有源箱位方式，在原边续流阶段，副边开关管开通，将钳位电压反射到原边，使原边电流下降到0。
提供零电流条件，该电路能在较大范围内实现零电压，零电流开关，丢失的占空比较小，但同时副边开关管工作在硬开关状态，降低了输出效率。
[9]3.3 副边加无源钳位电路图9 副边加无源钳位电路之一图10 副边加无源钳位电路之二在图9中，副边采用能量恢复缓冲。
在零状态时，V AB存储在阻断电容上能量传送给负载。
该拓扑副边无有源开关，从而降低了变换器的成本和控制的复杂性，同时该电路也有较明显的缺点；零状态时，阻断电容放电，滞后臂开通后，由于对阻断电容的充电，原边会产生较大的电流尖峰；超前桥臂较难开通。
[10]图10原边电流的复位方式与图9相似，副边相对复杂。
3.4 原边串联二极管电路拓扑图11 原边串联二极管电路拓扑在图11中的变换器引入了两个串联二极管。
该变换器的阻断电容串联在负载中而不是并联在负载中。
当超前桥臂开通时，不会产生过大的电流尖峰。
在超前桥臂的开关死区时间内，储存在漏感和输出滤波电感的能量使超前桥臂容易实现ZVS，可在任意负载范围实现滞后臂的ZCS。
但该变换器原边侧的通态损耗有所增加，且串联的二极管在关断时还会有一定的反向恢复电流，引起高频振荡。
[11]3.5 副边加耦合电感电路图l 2 副边加耦合电感电路在图12中，变压器辅助电路位于二次侧，绕组Ld1与Ld2耦合，当超前桥臂关断时Ld1续流，Ld2两端电压极性变产生变化。
当副边电压下降到一定程度，VD导通。
Ld2参与续流，此时，感应电势反射到原边构成反向阻断电压源使原边电流ip迅速下降至零，实现ZCS。
该电路结构相对简单，具有较好的通用性。
[12]。
4.结语全桥移相电路发展到现在，出现了众多的电路拓扑，拓扑的改进主要基于占空比，二次侧尖峰电流、负载的适应范围及变换器效率几个方面。
随着拓扑的进一步优化，许多问题都得到了解决，但各个拓扑也各自存在不足之处。
在实际使用的过程中要综合考虑各方面因素。
针对侧重点的不同，选取合适的电路拓扑。
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