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基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源基于UC3895芯片用于PWM移相全桥电源UCC3895芯片是Texaslnstruments公司生产的专用于PWM移相全桥DC／DC变换器的新型控制芯片。
它在UC3875(79)系列原有功能的基础上增加了自适应死区设置和PWM软关断能力，这样就适应了负载变化时不同的准谐振软开关要求。
同时由于它采用了BICMOS工艺，使得它的功耗更小，工作频率更高，因而更加符合电力电子装置高效率、高频率、高可靠的发展要求。
通过不同的外围电路设置，既可工作于电压模式，也可工作于电流模式，并且软启动／软停止可按要求进行调节。
2．UCC3895芯片介绍UCC3895芯片采用了20个引脚实现了以下功能：自适应死区时间设置；振荡器双向同步功能；电压模式控制或电流模式控制；软启动／软关断和控制器片选功能可编程；移相占空比控制范围0％～100％；内置7MHz带宽误差放大器；最高工作频率达到1MHz；工作电流低，500kHz下的工作电流仅为5mA；欠压锁定状态下的电流仅为150μA。
UCC3895芯片是UC3875(79)系列芯片的升级，同后者相比，内部电路做了许多改进，设计更为方便，性能有所增加。
下面介绍其部分主要引脚功能：EAP、EAN、EAOUT分别为误差放大器的同相输入端、反向输入端和输出端。
CS和ADS CS是电流检测比较器的反相输入端。
内部接到电流测量比较器负输入端和过流比较器正输入端以及ADS放大器。
电流测量信号用于实现峰值电流模式控制中的逐周期限流，及过流关闭输出脉冲保护。
过流关闭输出脉冲会导致一个重新的软启动过程。
ADS是自适应死区时间设置，是该控制芯片新增的控制管脚，可设置最大和最小输出死区时间之比值。
CS端的电压应限制在2.5V以下。
当ADS与CS相连时，死区时间没有自适应调节功能；当ADS直接接地时，死区时间调节范围最大，此时，CS=0时的死区时间约为CS=2.0V(峰值电流限制值)时死区时间的4倍。
移相pwm
移相PWM（Phase Shifted Pulse Width Modulation）是一种调节电路开关器件（晶体管、IGBT等）通断时间以控制输出电压、电流的技术，在交流电机控制、电源变换器等领域广泛应用。
移相PWM的原理是将控制信号延迟并分别控制多个开关器件，使它们的开关瞬间错开，从而减小电容、电感等元件的损耗，并降低EMI （电磁干扰）。
此外，移相PWM可以实现多种输出波形，如正弦波、三角波、方波等。
移相PWM的应用包括变频空调、照明LED驱动、数据中心电源等领域。
对于半导体器件而言，移相PWM可以提高芯片的可靠性和寿命，因为电流、电压的波形会更加平滑，减少器件的热损耗。
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移相全桥大功率软开关电源的设计移相全桥大功率软开关电源的设计1 引言在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低，而电流很大。
电源的功率要求也比较高，一般都是几千瓦到几十千瓦。
目前，如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。
其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。
本文介绍的电镀用开关电源，输出电压从0~12V、电流从0~5000A 连续可调，满载输出功率为60kW.由于采用了ZVT软开关等技术，同时采用了较好的散热结构，该电源的各项指标都满足了用户的要求，现已小批量投入生产。
2 主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出，高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构，整个主电路如图1 所示，包括：工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI 滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC 滤波器等。
隔直电容Cb 是用来平衡变压器伏秒值，防止偏磁的。
考虑到效率的问题，谐振电感LS 只利用了变压器本身的漏感。
因为如果该电感太大，将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。
另一方面，还会造成严重的占空比丢失，引起开关器件的电流峰值增高，使得系统的性能降低。
图1 主电路原理图3 零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB2ZVS 控制方式，控制芯片采用Unitrode 公司生产的UC3875N。
超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关，滞后桥臂在75 %以上负载范围内实现了零电压软开关。
图2 为滞后桥臂IGBT 的驱动电压和集射极电压波形，可以看出实现了零电压开通。
开关频率选择20kHz ,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗，另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。
图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图4 容性功率母排在最初的实验样机中，滤波电容C5 与IGBT 模块之间的连接母排为普通的功率母排。
iit0t1 t2t3 t4t5t6 t7t8 t9t8 t9t0(1) t0时刻在此时刻，开关T1与T4已经导通，电源E经开关T1、谐振电感L、负载变压器T和开关T4回地，向负载输出电流i1。
其中谐振电感L为外加电感与变压器漏感之和，电感T为从副边等效过来的电感，其数值要远大于谐振电感L。
从t0直到t1，电流i1缓升。
电路等效为：(2) t1时刻在t1时刻，开关T1断开，电流i1上升到最高点。
由于电感电流不能突变，电流i1仍然从左到右流动，幅值缓降。
由于开关T1断开，此电流向C1充电，同时从C3抽取电流，使A点电位下降，电路等效为：(3) t 11时刻在t 11时刻， A 点电位下降到0电位之下，二极管D 3导通嵌位，电流i 1进一步缓降，电路等效为：(4) t 2时刻在t 2时刻，开关T 3栅控信号开启，T 3被0电压导通。
t 1到t 2为超前臂死区时间。
如果死区时间比较短，t 2可能发生在t 11之前；反之如果死区时间比较长，也可能发生在t 11之后。
无论那种情况，只要此时开关两端电压足够低，都可以认为达到0电压开启的目标。
一般情况下，超前臂实现0电压开启相对比较容易。
当开关T 3栅控信号开启时，只要电流方向为向上，开关T 3被反偏，开关并没有真正导通，直到反偏过程结束。
t 2时刻之后，A 与B 两点电位均为0，A(5) t 3时刻t 3时刻，开关T 4栅控信号消除，T 4被关断。
由于左右两臂均失去主要通道，续流电流i 1将急速下降，这将导致变压器副边两个整流二极管同时导通（图中未表达），等效于变压器T 短路。
因此续流回路只剩下谐振电感L 与C 2和C 4。
此时续流电流i 1也会向C 4充电，同时从C 2抽取电流，使B 点电位上升。
电路等效为：(6) t 31时刻如果前一阶段续流电流i 1仍然足够强，可使B 点电位上升到超过电源电压E ，这时二极管D 2导通嵌位，电流i 1会进一步急降，电路等效为：BB(7) t 32时刻t 31时刻之后，续流电流i 1会急剧下降到0，使B 点电位保持在电源电压E 。
移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。
②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。
考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。
匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。
③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。
变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。
④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。
本科毕业设计论文题目 PWM整流器仿真与分析毕业设计（论文）原创性声明和使用授权说明原创性声明本人重承诺：所呈交的毕业设计（论文），是我个人在指导教师的指导下进行的研究工作及取得的成果。
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一种新型电流型移相全桥软开关变换器的设计
0 引言
开关电源的发展趋势是高频、高功率密度、高效率、模块化以及低的电磁干扰(EMI)等，但传统的硬开关变换器不仅存在严重的电磁干扰(EMI)，而且功率管的开关损耗限制了开关频率的提高，软开关应运而生。
目前实现软开关主要有两种方法：一为零电压(ZVS)开关，另一种为零电流(ZCS)开关。
全桥DC／DC 变换器广泛应用于中大功率的场合。
根据其输入端为电容或者是电感，全桥变换器可分为电流型和电压型两种。
过去的数十年问，电压型全桥变换器的软开关技术得到深入研究。
而电流型却没有得到足够的重视。
事实上，电流型变换器具有很多的优点。
最显著的优点之一是在多路输出的应用场合中，它相当于将滤波电感放置于变压器的原边，因而整个电路仅需要这一个电感。
本文提出了一个采用移相控制的新型电流型全桥变换器，引入辅助电路来帮助两个上管实现零电压工作，利用变换器的寄生参数(变压器的漏感)来实现两个下管零电流工作。
分析了它的工作原理以及实现软开关的条件，并最终在Pspice 仿真中验证了理论的正确性。
1 工作原理
图l 所示为本人所提出的电流型移相控制PWM DC／DC 全桥变换器。
Lin 为输入电感，Llk 为变压器的漏感，CS1、CS2 是和两个上管VT1、VT2 并联的电容，VTa1、VTa2 是辅助开关，Lrl、Lr2 是谐振电感。
电力电子技术ＰｏｗｅｒＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ第４０卷第４期２００６年８月Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．４Ａｕｇｕｓｔ，２００６１引言现代化生产的发展和工业的进步对电力能源的需求量越来越大，大量更高功率等级的发电厂和变电所（站）正在修建，在数量上和功率等级上对电力操作电源提出了更多的需求［１］。
常用的电力操作电源都是采用模块并联技术，以提供大的输出电流。
操作电源容量的增大，输出电流的增加都需要更多的小输出电流模块并联，这既增加了成本，增大了体积，也降低了系统的可靠性。
更大输出电流的电力操作电源模块可克服小功率模块的上述缺点。
移相全桥零电压开关（ＺＶＳ）电路，以其开关损耗小，逆变器效率高，实现简单，工作可靠等优点，广泛用于大功率开关电源中［２］。
本文采用移相全桥零电压ＰＷＭ变换器技术研制了一台电力操作电源，其最高输出电压为３００Ｖ，最大输出电流为４０Ａ，具有良好的动态性能和稳态性能。
２移相全桥ＺＶＳＰＷＭ电路的原理图１示出移相全桥ＺＶＳＰＷＭ变换器的主电路。
图２示出其主要工作波形。
仅需在全桥电路上增加一个谐振电感Ｌｒ或利用变压器漏感，便可通过Ｌｒ与功率开关管输出电容Ｃｉ（ｉ＝１，２，３，４）的谐振，在电感储能释放过程中，使Ｃｉ上的电压ｕＣｉ逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管ＶＤｉ开通，从而使电路中４个开关器件实现零电压开通或零电流关断。
通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的［３］。
３系统结构图图３示出操作电源系统结构。
选用全桥电路作为主电路，模拟控制，移相控制方式，采用电流内环１２ｋＷ移相全桥ＰＷＭ变换器的设计张永锋，黄自龙，杨旭，王兆安（西安交通大学，陕西西安７１００４９）摘要：分析了移相全桥零电压ＰＷＭ变换器工作原理，根据对系统数学模型的仿真，设计了变换器的控制参数，采用移相全桥零电压ＰＷＭ变换器技术研制了一台功率为１２ｋＷ的样机。
实验结果证明了该设计方案是可行的。
移相全桥零电压开关PWM设计实现 摘 要
移相全桥电路具有结构简单、易于恒频控制和高频化,通过变压器的漏感和功率开关器件的寄生电容构成谐振电路,使开关器件的应力减小、开关损耗减小等优点,被广泛应用于中大功率场合。近年来随着微处理器技术的发展，各种微控制器和数字信号处理器性能价格比的不断提高，采用数字控制已经成为大中功率开关电源的发展趋势。相对于用实现的模拟控制，数字控制有许多的优点。本文的设计采用TI公司的高速数字信号处理器TMS320F28027系列的DSP作为控制器。该模块通过采样移相全桥零电压DC-DC变换器的输出电压、输入电压及输出电流，通过实时计算得出移相PWM信号，然后经过驱动电路驱动移相全桥零电压DC-DC变换器的四个开关管来达到控制目的。实验表明这种控制策略是可行的，且控制模块可以很好的实现提出的控制策略。
关键词：移相全桥；零电压；DSP Phase-shifted Full-bridge Zero-voltage Switching PWM Design and Implementation ABSTRACT
Phase-shifted full-bridge circuit . In recent years, with the development of microprocessor technology, a variety of microcontrollers and digital signal processor cost performance continues to improve, the use of digital control uses DSP ,the TI company TMS320F28027 series of of phase-shifted PWM signal phase-shifted full-bridge zero-voltage DC-DC conversion, and then after the drive circuit the four switch control purposes. The experiments show that this control strategy is feasible, and the control module can achieve the proposed control strategy.
Key words: phase-shifted full-bridge；zero-voltage；DSP
目 录 1 引言 ............................................. 1 1.1 移相全桥软开关研究背景及现状 ....................... 1 1.2 本文要做的工作 ................................... 1 2 移相全桥电路的工作原理 ............................ 2
2.1 电路工作状态及特点 .................................... 2 2.2 电路的运行模式分析 .................................... 3 2.2.1 工作过程分析 ........................................ 3 2.3 软开关实现的条件 ...................................... 7 3 DSP结构功能 ...................................... 9 3.1 DSP适合于数字信号处理的特点 ........................... 9 3.2 TMS320系列DSP概况 .................................... 9 3.3 TMS320F2802x芯片特点 ................................. 10 3.4 CCSv5平台 ............................................ 12 3.5 利用CCSv5.1导入已有工程 ............................. 12 3.6 利用CCSv5.1调试工程 ................................. 13 4 系统程序设计实现 ................................. 14 4.1 PWM的产生原理 ........................................ 14 4.2 主程序的流程图 ....................................... 15 4.3 程序设计 ............................................. 18 4.4 最终实现的波形图 ..................................... 18 5 总结 ............................................... 24 参考文献 .............................................. 25 致谢 .................................................. 26 1 引言 1.1 移相全桥软开关研究背景及现状[1] 随着电力电子技术的飞速发展，电子设备与人们的关系越来越密切，可靠的电子设备都离不开可靠的电源。进入20世纪90年代以后，开关电源相继进入了电子、电气设备等领域，通信电源、电子检测电源等都已经广泛采用开关源，从而在很大程度上对开关电源的技术的发展起到了很好的推动作用。开关电源是采用电力电子技术，通过控制开关管的通断，来达到变换输入和输出能量关系的一种电源。 软开关技术是20世纪80年代初由李泽元教授直接提出的，并应用于DC-DC变换中，由于它具有减少变换器的开关损耗，降低电磁干扰等特点，所以在各种电力电子变换器中得到了广泛的应用。全桥变换电路拓扑是DC-DC变换器中比较常见的拓扑之一，在中大功率场合中得到广泛应用。全桥拓扑电路的主要优点在于开关器件可以承受的电压和电流的应力较小，高频变压器的变换效率较高，开关频率固定等。全桥拓扑电路根据其输入的方式可以分为电压型和电流型这两种，其中电压型DC-DC全桥拓扑是在Buck的基础上衍生出来的，因此也成为全桥Buck变换器。移相全桥电路的移相控制方式的实质上是谐振变换技术和PWM变换技术的结合，利用功率开关管上的寄生电容和高频变压器的漏感作为谐振元件，实现移相全桥电路的四个功率开关管在零电压情况下开通，实现了恒频软开关技术。 移相全桥软开关变换电路是通过控制两桥臂对角开关管驱动脉冲的移相角度，来调节输出电压的大小。两桥臂的对角开关管驱动脉冲相差一个移相角，同一桥臂上下开关管成180度互补导通并且没有死区。利用功率开关管上的寄生电容和高频变压器的漏感来实现谐振，以错过在大电压和大电流下的硬开关状态，有效克服了在感性关断下的电压尖峰和容性开通时的电流尖峰。因此在大功率变换场合，移相全桥软开关变换器得到了广泛应用。 1.2 本文要做的工作 1）本文首先对移相全桥ZVS变换器的拓扑结构、工作原理等电路性能进行了系统的分析，得出了移相全桥ZVS变换器电路的独特优点。并分析了移相全桥ZVS变换器实现PWM控制的各种控制策略。 2)控制电路的设计采用TI公司的高性能数字信号处理器TMS320F28027系列DSP作为控制器,通过软件编程来实现而提出的控制策略，并和一些数字逻辑电路一起产生移相全桥变换器的移相PWM控制电路。 2 移相全桥电路的工作原理[2] 移相全桥零电压开关 PWM 电路原理图如图 2-1所示。iV为输入直流电压。41~SS为功率 MOSFET，并联的二极管为 MOSFET 内部寄生二极管，41~CC为 MOSFET 的输出结电容。rL为谐振电感。变压器输出采用全桥整流，经 LC 滤波输出直流电压 0V。LR为输出负载。
图2-1 移相全桥电路原理图 2.1 电路工作状态及特点 1）同硬开关全桥电路相比，仅增加了一个谐振电感，就使四个开关均为零电压开通。 2）变换器工作在恒频 PWM 调制方式。 3）每个开关管的导通占空比为小于但接近50%，固定不变。为了防止直通，同一个桥臂的两个开关管互补导通。同时设置了一定安全范围的死区，即同时处于关断状态的时间间隔。 4）互为对角的两对开关管41SS和32SS，1S的波形比4S超前 2~0ST时间，而
2S的波形比3S 超前2~0ST 时间，因此称1S和2S为超前桥臂，而称3S和4S为滞后桥臂。
5）开关管3S、4S的驱动波形相位是固定不变的，开关管1S、2S的驱动波形相位是可 调的。变换器通过调节超前桥臂 21~SS的驱动波形相位，即调节有效占空比，来控制变换器的输出电压。 6）有开关管41SS或32SS同时导通时，变压器才向副边输送功率。其余时间段电路处在续流或关断状态。 2.2 电路的运行模式分析 分析时假设： 1) 所有功率 MOSFET 开关管均为理想，忽略正向压降及开关时间； 2) 四个开关管的输出电容相等，即iC=SC,i＝1，2，3，4，SC为常数； 3) 忽略变压器绕组及线路中的寄生电阻。 2.2.1 工作过程分析
10~tt时段：1S与4S导通，电容iC(i=2,3)被输入电源充电。变压器原边电压 iVVT。
功率由变压器原边输送到负载。此状态原、副边的电流回路如图 2-2所示。直到 1t时刻1S
关断。此时原边电流增长到最大值 Pi。
图2-2 t0～t1时刻等效电路图 21~tt时段：1t时刻开关1S关断后，电容 1C、2C与电感rL、L构成谐振回路，等效
电路如图 2-3所示。在这个时段里，变压器原边谐振电感 rL和滤波电感fL是串联的，而且 fL很大，因此可以认为原边电流 Pi近似不变，类似于一个恒流源，其大小为nIILr0。
