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摘要射频设计的主要工作之一，就是使电路的某一部分与另一部分相匹配，在这两部分之间实现最大功率传输，这就需要在射频电路中加入阻抗变换器从而达到阻抗匹配的目的。
本文介绍了一种中心频率为400MHz、频宽为40MHz的50～75欧姆T型阻抗变换器的设计与仿真过程。
文中概述了射频阻抗变换器的种类、用途及发展。
在分析了阻抗匹配理论基本知识的基础上，论述了射频阻抗变换器的设计过程，然后通过ADS软件进行设计和仿真,并对仿真结果进行了分析总结。
关键词:射频；阻抗匹配；阻抗圆图；VSWR（电压驻波比）；ADS目录摘要 (1)ABSTRACT................................................ 错误！未定义书签。
第一章引言 (2)1.1 概述 (2)1.2 射频阻抗变换电路的类型 (2)1.3 射频阻抗变换器的用途 (2)1.4射频阻抗变换器设计的发展 (3)第二章基本原理 (3)2.1 阻抗匹配 (3)2.2 史密斯圆图 (4)2.2.1 等反射圆 (4)2.2.2 等电阻圆图和等电抗圆图 (5)2.2.3 Smith圆图（阻抗圆图） (7)2.3 电压驻波比 (8)第三章 T型阻抗变换器的设计 (9)3.1 T型阻抗变换器（RS <RL）的设计步骤 (9)3.2 T型阻抗变换器的设计过程 (10)第四章阻抗变换器电路仿真 (11)4.1 ADS 软件简介 (11)4.2 T型阻抗变换器的仿真结果及分析 (11)第五章总结 (14)参考文献................................................ 错误！未定义书签。
致谢.................................................. 错误！未定义书签。
表目录图1. 1 T型变换电路 (2)图1. 2 R s + jX s = R L - jX L时的共轭匹配 (2)图1. 3 天线与接收端的阻抗匹配 (3)图2. 1 传输线终端连接不同的Z L在等反射圆图的表示 (5)图2. 2 等电阻圆图2. 3 等电抗圆 (6)图2. 4 smith圆图 (8)图3. 1 T型匹配电路 (9)图3. 2 T型匹配电路实际电路类型 (10)图3. 3 T型阻抗变换器电路 (11)图4. 1 T型阻抗变换器仿真电路 (12)图4. 2 T型阻抗变换器电路仿真结果 (13)第一章引言1.1 概述在处理RF系统的实际应用问题时，总会遇到一些非常困难的工作，对各部分级联电路的不同阻抗进行匹配就是其中之一。
微波电路与系统设计及其应用研究引言微波电路与系统设计及其应用研究是当前电子学领域的热门研究方向之一。
随着社会的快速发展，微波技术得到了广泛的应用，从军事通信到卫星导航、无线通信等各个领域都离不开微波技术。
因此，微波电路与系统设计及其应用研究在实际应用中具有广泛的应用前景和重要意义。
一、微波电路与系统的基本概念微波电路与系统是指设计、制造和应用微波频段（1-100 GHz）的电路和系统的学科领域。
微波电路和系统是电子学中的一个分支，与射频电路和光电子学密切相关。
微波电路和系统一般集成了各种强大的微波元件，如微波电感器、微波变压器、微波振荡器等，这些元件都是为了获得更高的性能。
微波电路和系统一般用于无线通信、雷达、太空通信、医疗技术和航天等领域。
二、微波电路与系统的设计原理微波电路和系统的设计基本原理是以电磁场理论为基础，结合集成电路设计技术和RF微波器件设计技术，综合考虑电路性能、尺寸、成本等综合因素，最终实现电路和系统的最佳设计。
在微波电路和系统设计时，需要重点考虑的因素包括：频率响应、幅频响应、相频响应、稳定性和可靠性等。
三、微波电路与系统的应用研究微波电路和系统的应用研究包括雷达技术、无线通信技术、卫星通信、短波通讯、军事通信等各个领域。
在雷达技术中，微波电路和系统可以用于发射和接收雷达信号。
在无线通信领域，微波电路和系统可以用于手机、Wifi、蜂窝网络和蓝牙设备等各种无线通信设备。
在卫星通信领域，微波电路和系统可以用于卫星通信平台的发射机和接收机等设备。
四、微波电路与系统的未来发展随着电子行业的进一步发展，微波电路和系统也在不断发展和创新。
未来，微波电路和系统将继续向着高频率、高速度、小型化和先进技术方向发展。
该技术的应用领域将逐渐拓展，包括电子商务、物联网、无人驾驶等新兴领域都将需要微波电路和系统技术的应用。
结论微波电路与系统设计及其应用研究是当前电子学领域的重要研究方向之一。
随着不断的科学技术进步，微波电路和系统技术也在不断创新和发展。
毕业设计（论文）开题报告题目阻抗变换器的设计与实现系别电子信息与电气工程学院专业电子信息工程班级姓名指导老师完成时间毕业设计（论文）开题报告学生：班级：论文题目阻抗变换器的设计与实现导师姓名可行性方案分析可行性方案分析见附页参考文献[1] 康华光.电子技术基础（模拟部分第五版）[M].北京：高等教育出版社，2004.4.[2]谢自美.电子线路设计实验测试[M].武汉：华中科技大学出版社，2006.8[3]王松武．电子创新设计与实践[M].北京：国防工业出版社，2005.1[4]高吉祥．高频电子线路[M].北京：电子工业出版社，2007.1[5]杨翠娥.高频电子线路实验与课程设计[M].哈尔滨：哈尔滨工程大学出版社，2005.1[6]贾宝富.ADS2005 仿真试验教程[M].成都：电子科技大学出版社，2006[7]陈军.两节传输线阻抗变换器的分析与设计[J].现代电子技术，2007，30（13）：60-62[8]王春华．用CC I回转器设计梯形结构电流模式滤波器[J]．电子与信息学报，2001，23(5)：516—520开题小组及教研室意见开题小组签名：年月日附页：一、研究背景阻抗变换器和阻抗匹配网络已经成为微波射频电路以及最大功率传输系统中的基本部件。
阻抗变换通常采用两种方法，集总参数法和传输线法。
传输线阻抗变换器有很多形式，主要有1／4传输线组成的阶梯式阻抗变换器和连续式阻抗变换器两大类。
这两类变换器的分析和设计，都是针对某个频率点或某个频率范围内的纯电阻实现阻抗匹配而进行的。
大体上，阻抗匹配有两种，一种是透过改变阻抗力（lumped-circuit matching），另一种则是调整传输线的波长（transmission line matching）。
改变阻抗力，把电容或电感与负载串联起来，即可增加或减少负载的阻抗值，在图表上的点会沿著代表实数电阻的圆圈走动。
如果把电容或电感接地，首先图表上的点会以图中心旋转180度，然后才沿电阻圈走动，再沿中心旋转180度。
1/4波长阻抗变换器的分析摘要：阻抗匹配网络已经成为射频微波电路中的重要组成部分，主要是由于匹配使得电路中的反射电压波变少，从而损耗减少。
同时，匹配网络对器件的增益，噪声，输出功率还有着重要的影响。
在微波传输系统，它关系到系统的传输效率、功率容量与工作稳定性，关系到微波测量的系统误差和测量精度，以及微波元器λ件的质量等一系列问题。
本文讨论了传输线的阻抗匹配方法，并着重分析了4λ阻抗变换器的优点。
阻抗变换器，并举例说明了多节4关键字：阻抗匹配;匹配网络；匹配方法，阻抗变换器1引言传输理论指出，通常情况下，传输线传输的电压或电流是由该点的入射波和反射波叠加而成的，或者说是由行波和驻波叠加而成的。
在由信号源及负载组成的微波系统中，如果传输线和负载不匹配，传输线上将形成驻波。
有了驻波一方面使传输线功率容量降低，另一方面会增加传输线的衰减。
如果信号源和传输线不匹配，既会影响信号源的频率和输出功率的稳定性，又会使信号源不能给出最大功率、负载又不能得到全部的入射功率。
因此传输线一定要匹配。
匹配可分为始端匹配和终端匹配。
始端匹配是为了使信号源的输出功率最大，采用的方法是共轭匹配；终端匹配是为了使传输线上无反射波，使传输功率最大，采用的方法是阻抗匹配。
2.匹配理论2.1共轭匹配共轭匹配的目的是使信号源的功率输出最大，这就要求传输线信号源的内阻和传输线的输入阻抗互成共轭值。
假设信号源的内组为g g g jX R Z +=，传输线的输入阻抗为in in in jX R Z +=，如图1.1所示。
则即图1.1 共轭匹配满足共轭匹配条件的信号源输出的最大功率为：2.2无反射匹配无反射匹配的目的是使传输线上无反射波，即工作于行波状态。
需要使信号源内阻及负载阻抗均等于特性阻抗，即0Z Z Z L g ==实际中传输线的始端和终端很难做到无反射匹配，通常在信号源输出端接入隔离器以吸收反射波，而在传输线与负载之间使用匹配装置用来抵消反射波。
图1多节匹配变换器上的局部反射系数
局部反射系数可在每个连接处定义如下：
乙 Z 。
乙Z 。
(1a )
总反射系数可近似为
Z
n 1 Z n Z n 1
Z n
Z L Z N
Z L Z N
2
e 4j L N e 2jN
(1b )
(1c )
(2)
(注意，这里并不意味着 乙是对称的)，于是式 (2)可表示为
e jN
{ 0[e jN
e jN
] 1【e
j(N 2)
e j(N 2) ] L }
(3)
则其最后一项是
微波电路与系统大作业
设计一个4节切比雪夫匹配变换器，以匹配 40的传输线到60的负载, 在整个通带上最大允许的驻波比值为，求出其带宽，并画出输入反射系数与频 率的关系曲线。
1基本理论
进一步假定该变化器可制成为对称的，则有
若N 是奇数，则其最后一项是 (N 1)/2 (e j e j );若N 是偶数,
N/2 0
切比雪夫变换器是以通带内的波纹为代价而得到最佳带宽的。
第 n 阶切比
鬲Jr
p
11
T n
(sec m COS
可确定 m 为
雪夫多项式T n (x)是用表示的n 次多项式，前4阶切比雪夫多项式是
T i (x) x T 2(x) 2x 2-1 T 3(
x) 4x -3x
(4b ) (4c ) (4d )
因为cos n 可展开为cos(n 2m)形式的多项和，所以式(4)给出的切比雪夫多 项式能改写为如下有用的形式:
T | (sec m cos ) sec m cos (5a ) 2
T 2(sec m cos ) sec m (1 cos2 )
(5b )
3 T 3(sec m cos ) sec m (cos3
3cos ) 3sec m cos
4
2
T 4(sec m cos ) sec m (cos4 4cos2 3) 4sec m (cos2
1) 1
(5d )
现在使用正比于来综合切比雪夫等波纹的通带，此处 N 是变换器的阶数。
用式(3)的变形
2e jN { 0cosN 1cos(N-2) L
jN
=Ae
T N (sec m cos )
n cos(N -2n) L }
于是,
(6)
(1/ 2) N /2。
我们可通过令
=0 (对应零频率)求出常数
A 。
于是有
(0)
Z L Z 。
Z
O
AT N (sec m )
Z L Z O 1 Z L
Z 0 T N
(sec m )
(7)
若通带内的最大允许反射系数幅值是 m ，则由式可得
m = A ，因为在通带内
(6)式所示级数中的最后一项在
N 是奇数时为(N 1)/2 cos ；在N 为偶数时为 T N (sec m cos )
In (Z L /Z 。
) 2 m
)]
(8)
一旦m 已知，则相对带宽就可由式下式算出:
f o
用式(5)的结果去展开T N (sec m cos )，并令同样的cos(N 2n)项相等, (9)
如此
可确定n ，特性阻抗乙可由(1)式求得 2电路计算
有上述理论计算得到:
VSWR 1 VSWR 1
1.2
0.091
乙 Z 。
-sec 4
m 0.058316147 2
Z 2乙 Z 2乙
Z 3 Z 2 Z 3 Z 2
2A(sec 3 4 m sec 2 m )
0.027220528
4
2
A(3sec m 4sec m 1)
0.02880876
3 1
由此可得
Z 1/Z 0 1.123855043 Z 2/Z 0 1.186750958 Z 3/Z 0 1.257156913 Z 4/Z 0
1.327512993
其中 Z 0 40 , Z L 60
1
一arch(
N
sec m ch[ ar ch(
— 1 sec {ch[ arch( N
o
TLIN
TLIN
ID 二TL2
ID=TL3
PORT Z0=44.95 Ohm Z0=47.47 Ohm P=1
EL=90 Deg EL=90 Deg Z=40 Ohm F0=1e4 MHz
F0=1e4 MHz
TLIN
TLIN
ID=TL4
ID=TL5
Z0=50.29 Ohm Z0=53.1 Ohm EL=90 Deg EL=90 Deg
F0=1e4 MHz
F0=1e4 MHz
■ ■
■ ■ 1
--]
= 155.6%
3电路仿真验证
有以上初步计算得到的电路参数，用 Microwave Office AWR 进行电路仿真，电路 原理如图2所示，得到S 参数如图3,从图中看出在~范围内m =Sn 0.0934， 得出这样的指标是可以理解的，原因是（2）式是忽略了高次反射的近似逼近； 相对带宽丄 空餐=157.0%，与前面估算出的带宽相差不大。
f 0 10
图2多节变换器电路原理图
图3匹配变换器散射参数
口 口 □口
PORT P=2
Z=60 Ohm
“ DBflSd.ni)
Ch«byqh«^
i F面通过优化来减小近似逼近误差，设定优化目标
0.091，
图4匹配变换器散射参数
2.24GHz f 17.75GHz。
得到如图5所示电路参数，S参数如图6所示，可见
0.091 o
Z1 Z2 Z3 Z444.8787341815847 47.4442185230699 50.3185699979218 53.1881021001344
TLIN TLIN TLIN TLIN
ID=TL2ID=TL3ID=TL4ID=TL5
PORT Z0=Z1 Ohm Z0=Z2 Ohm Z0=Z3 Ohm Z0=Z4 Ohm
P=1EL=90 Deg EL=90 Deg EL=90 Deg EL=90 Deg
Z=40 Ohm F0=10000 MHz F0=10000 MHz F0=10000 MHz F0=10000 MHz ■=■ - ■ ■ ----------------------- ■ ■ ■ ■ -------------------------------------■ ■ --------------------- ■='
PORT
P=2
Z=60 Ohm
图5多节变换器优化后电路
考虑到加工工程中带来的工艺误差，可将m定为，遗憾的是，由公式(8)、
(9)可以看出，m与丄是矛盾的，减小m会带来带宽的减小
f0
00(13(1,1)1) Chsb.
图6匹配变换器优化后散射参数:于DB(|S(2.1)|)
Ch*bf*h*7l
f o 10GHz 17.75-2.24
10= 155.1%
的四节切比雪夫等波纹变化器,
验证了理论近似
图7匹配变换器优化后散射参数
4分析与结论
通过基本理论近似来估算电路参数，由初步仿真和优化，得到了满足指标m 0.091 , 和设计方法的正确性。
贾文强27于西电北校区。
