《现代电力电子技术》林渭勋.ppt
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《现代电力电子技术》林渭勋_26
第6章 PWM软开关电路 6.1 概述 6.2 缓冲型PWM软开关电路 6.3 控制型PWM软开关电路 6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.3.2 移相式高频链软PWM逆变电路
表6-2 ZVS/ZCS PWM全桥式间接DC/DC变换电路及性能参数
6.3.2 移相式高频链软PWM逆变电路
图6-26 实测整机效率曲线
图6-31 并联式有源钳位直流谐振环 a)主电路 b)电量波形
6.4.4 并联式有源钳位直流谐振环
图6-32 图6-31b中各时区的等效电路
6.4.5 谐振型单相软PWM逆变电路
1)图6-31a中的电流型负载用单相电压源逆变电路替代，后者带感性负 载并有L0≫Lr。 2)都采用并联式有源钳位直流谐振环以实现ZVS。 3)图6-33a点划线框Ⓐ中无低钳位开关VGr和VDr(如图6-31a所示)，这是 因为在实用中，尤其是逆变电路采用IGBT等快速功率器件时，VGr和 VDr可利用桥臂中器件替代。 4)缓压电容CS1～CS4兼作谐振电容：各桥臂并联缓压电容的目的是为了 实现ZVOFF，其实这些电容可看成是将谐振电容Cr分散到各桥臂中兼 作缓压电容，这样做的好处是可以在高钳位期的任一PWM关断点上实 现器件的ZVOFF，于是在低钳位期中逆变桥中只需要进行PWM的开通 点操作(ZVON)就可以保证电路实现ZVS。
6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.4.1 SCR集中换流电路 6.4.2 直流谐振环的基本结构及其存在问题 6.4.3 有源钳位直流准谐振环 6.4.4 并联式有源钳位直流谐振环 6.4.5 谐振型单相软PWM逆变电路
6.4.1 SCR集中换流电路
(1)电路初态 逆变桥中有VT1、VT2和VT3处于通态，CS端压ucS=Ud， 辅助桥中VT2A和VT4A处于正向阻断状态，逆变桥输入电流id=iβ=iT1+i T3=Id，逆变入端点b与c之间电压ubc=Ud。 (2)电路终态 如上述，换流将在VT1与VT4之间进行，也即在换流结 束之后，逆变桥中应有VT2、VT3和VT4处于通态。
6.3.2 移相式高频链软PWM逆变电路
表6-2 ZVS/ZCS PWM全桥式间接DC/DC变换电路及性能参数
6.3.2 移相式高频链软PWM逆变电路
图6-26 实测整机效率曲线
图6-31 并联式有源钳位直流谐振环 a)主电路 b)电量波形
6.4.4 并联式有源钳位直流谐振环
图6-32 图6-31b中各时区的等效电路
6.4.5 谐振型单相软PWM逆变电路
1)图6-31a中的电流型负载用单相电压源逆变电路替代，后者带感性负 载并有L0≫Lr。 2)都采用并联式有源钳位直流谐振环以实现ZVS。 3)图6-33a点划线框Ⓐ中无低钳位开关VGr和VDr(如图6-31a所示)，这是 因为在实用中，尤其是逆变电路采用IGBT等快速功率器件时，VGr和 VDr可利用桥臂中器件替代。 4)缓压电容CS1～CS4兼作谐振电容：各桥臂并联缓压电容的目的是为了 实现ZVOFF，其实这些电容可看成是将谐振电容Cr分散到各桥臂中兼 作缓压电容，这样做的好处是可以在高钳位期的任一PWM关断点上实 现器件的ZVOFF，于是在低钳位期中逆变桥中只需要进行PWM的开通 点操作(ZVON)就可以保证电路实现ZVS。
6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.4.1 SCR集中换流电路 6.4.2 直流谐振环的基本结构及其存在问题 6.4.3 有源钳位直流准谐振环 6.4.4 并联式有源钳位直流谐振环 6.4.5 谐振型单相软PWM逆变电路
6.4.1 SCR集中换流电路
(1)电路初态 逆变桥中有VT1、VT2和VT3处于通态，CS端压ucS=Ud， 辅助桥中VT2A和VT4A处于正向阻断状态，逆变桥输入电流id=iβ=iT1+i T3=Id，逆变入端点b与c之间电压ubc=Ud。 (2)电路终态 如上述，换流将在VT1与VT4之间进行，也即在换流结 束之后，逆变桥中应有VT2、VT3和VT4处于通态。
《现代电力电子技术》林渭勋_14
3.2.3 相移式方波逆变电路
图3-2 输出电压谐波含量与ωτ的关系曲线
3.3 单相SPWM逆变电路 3.3.1 双极性SPWM逆变电路 3.3.2 单极性SPWM逆变电路 3.3.3 单相PWM逆变电路用例
3.3.1 双极性SPWM逆变电路
图3-3 双极性SPWM单相逆变电路的电量波形 g)主电路功率器件的开关时序(阴影时区表示器件导通)
第3章 PWM逆变电路 3.1 概述 3.2 单相方波逆变电路 3.3 单相SPWM逆变电路 3.4 三相方波逆变电路 3.4.4 三相方波逆变电路的特点 3.5 三相SPWM逆变电路 3.6 逆变电路输出电压波形改善 3.7 逆变电路的控制
3.1 概述 3.1.1 特殊交流电源的分类 3.1.2 逆变电路的基本用途 3.1.3 逆变电路的分类
2. SPWM技术抑制谐波的原理
图3-7 输出电压的频谱
3.3.1 双极性SPWM逆变电路
图3-8 双极性SPWM INV的 谐波特性
3.3.1 双极性SPWM逆变电路
表3-1 双极性SPWM 数据
表3-1 双极性SPWM 数据
3.3.1 双极性SPWM逆变电路
3.逆变电路入端电流iβ的分析
3.2 单相方波逆变电路
图3-1 电压源单相桥式方波逆变电路 a)全桥式电路结构 b)半桥式电路结构 c)全桥式电路电量波形 d)全桥移相式电路电量波形
3.2.1 基本假定
1)构成逆变电路的功率器件均具有理想特性：无惯性；无内耗，开 关状态的更迭可在瞬间完成。 2)向逆变电路供电的直流电源无内阻，直流侧并联电容Cd值很大， 直流电压ud无纹波且不受负载影响。 3)逆变电路具有理想负载，变压器和电抗器无直流内阻、铁心不饱 和；电路无分布电感和寄生电容；负载电容器无内耗。
《现代电力电子技术》林渭勋_1
112电力电子器件的分类电力电子器件控制功能可控型开关状态可控性半控型全控型控制信号性质电流控制型电压控制型不控型导电机理pn结型势垒型反向恢复速度普通型快速及超快速型反向电流衰减速度硬恢复型软恢复型载流子类型单极型双极型复合型芯片材料硅多晶硅和单晶硅碳化硅金刚石等集成度分立型功率模块集成电路功率二极管因无控制极属于不控型器件晶闸管是典型的半控型器件凡能用控制信号促使器件导通和关断的器件称为全控型器件也称自关断器件
1.2 功率二极管 1.2.1 结型功率二极管的开关过程分析 1.2.2 开关环境对二极管开关性能的影响 1.2.3 二极管的功率损耗 1.2.4 快速功率二极管 1.2.5 肖特基势垒二极管
1.2.1 结型功率二极管的开关过程分析
图1-1 结型功率二极管的开关过程
1.2.2 开关环境对二极管开关性能的影响
1.1.2 电力电子器件的分类
电力电子器件控制功能可控型开关状态可控性半 控型全控型控制信号性质电流控制型电压控制型 不控型导电机理PN结型势垒型反向恢复速度普 通型快速及超快速型反向电流衰减速度硬恢复型 软恢复型载流子类型单极型双极型复合型芯片材 料硅(多晶硅和单晶硅)碳化硅、金刚石等集成度 ( ) 分立型功率模块集成电路功率二极管因无控制极， 属于不控型器件，晶闸管是典型的半控型器件， 凡能用控制信号促使器件导通和关断的器件称为 全控型器件，也称自关断器件。
所有电力电子器件在其装置中的实际效能取决于 两方面：一是电力电子器件的设计和制作(参数 设计、结构安排、材料性能、工艺水平和散热能 力等)；二是器件所在电路的运行条件(电路结构、 负载性质、控制信号、开关频率、环境温度和冷 却条件等)。前一个因素属于器件的设计制作， ) 后一个因素则与器件的选择和使用有关。
图1-2 电路环境对二极管开关性能的影响
1.2 功率二极管 1.2.1 结型功率二极管的开关过程分析 1.2.2 开关环境对二极管开关性能的影响 1.2.3 二极管的功率损耗 1.2.4 快速功率二极管 1.2.5 肖特基势垒二极管
1.2.1 结型功率二极管的开关过程分析
图1-1 结型功率二极管的开关过程
1.2.2 开关环境对二极管开关性能的影响
1.1.2 电力电子器件的分类
电力电子器件控制功能可控型开关状态可控性半 控型全控型控制信号性质电流控制型电压控制型 不控型导电机理PN结型势垒型反向恢复速度普 通型快速及超快速型反向电流衰减速度硬恢复型 软恢复型载流子类型单极型双极型复合型芯片材 料硅(多晶硅和单晶硅)碳化硅、金刚石等集成度 ( ) 分立型功率模块集成电路功率二极管因无控制极， 属于不控型器件，晶闸管是典型的半控型器件， 凡能用控制信号促使器件导通和关断的器件称为 全控型器件，也称自关断器件。
所有电力电子器件在其装置中的实际效能取决于 两方面：一是电力电子器件的设计和制作(参数 设计、结构安排、材料性能、工艺水平和散热能 力等)；二是器件所在电路的运行条件(电路结构、 负载性质、控制信号、开关频率、环境温度和冷 却条件等)。前一个因素属于器件的设计制作， ) 后一个因素则与器件的选择和使用有关。
图1-2 电路环境对二极管开关性能的影响
《现代电力电子技术》林渭勋_23
6.2.2 分立式缓冲型软PWM电路
图6-2 ZVS-PWM-Boost电路 a)主电路结构 b)～f)电量波形 g)时区编号
6.2.2 分立式缓冲型软PWM电路
图6-3 图6-2各时区的等效电路
6.2 缓冲型PWM软开关电路 6.2.1 缓冲型PWM软开关电路的分类 6.2.2 分立式缓冲型软PWM电路 6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
*6.2.4
集中式缓冲型软PWM电路
6.2.1 缓冲型PWM软开关电路的分类
图6-1 换流电路与缓冲电路的比较 a)带有源换流电路的SCR Buck电路 b)带有源缓冲电路的IGBT Buck电路
第6章 PWM软开关电路 6.1 概述 6.2 缓冲型PWM软开关电路 6.3 控制型PWM软开关电路 6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.1 概述 6.1.1 高频化与PWM技术 6.1.2 高频工况下电路开关环境的比较 6.1.3 软PWM开关电路的分类 6.1.4 PWM软开关电路存在的问题
6.1.1 高频化与PWM技术
1)研制开关速度更高，开关时间更短的功率器件，用降低单脉冲能 耗来抑制高频工况下开关损耗的上升。 2)改善器件所在电路的开关环境，借以用现有的器件来实现高频工 况下的低开关损耗。
6.1.2 高频工况下电路开关环境的比较
1)高速开关所产生的电流和电压过冲将有可能使器件运行轨迹超越 其SOA而危及器件安全。 2)器件开关损耗增加并使电路效率下降 3)过高的电压和电流变化率将产生严重的电磁干扰(EMI)。
6.1.4 PWM软开关电路存在的问题
1.可靠性 为实现软开关，目前的普遍做法是在电路中附加无源或有源电路，而 这些电路无论从结构和原理都与SCR电路中的辅助换流电路十分相似 (原因详后)，这自然增加电路的复杂程度，并将全控型电路无换流电路 的优点完全断丧，从而降低系统的可靠性。 2.效率和EMI问题 对软开关电路的效率和EMI水平进行比较实验研究的结果表明，软开 关电路的实际效率和EMI水平与期望值差别较大，原因是主电路器件 由于软开关所减少的开关损耗中，一部分被附加电路产生的各种损耗 所抵消；与此相仿，尽管主电路器件的电压和电流变化率都明显下降， 与之对应的EMI也相应减低，但由于附加电路的谐振频率远高于PWM 的载波频率，因此附加电路会产生大量的噪声，这一点在以往工作中 常被忽视。
《现代电力电子技术》林渭勋_3
1.3.6 栅极驱动电路
表1-9 IRFPS37N50A的最大额定值
表1-9 IRFPS37N50A的最大额定值
1.3.6 栅极驱动电路
表1-10 IRFPS37N50A的静态电气特性参数
表1-10 IRFPS37N50A的静态电气特性参数
1.3.6 栅极驱动电路
表1-6 IRFP450LC的静态电气特性参数
表1-6 IRFP450LC的静态电气特性参数
表1-7 IRFP450LC的动态电气特性参数
表1-7 IRFP450LC的动态电气特性参数
表1-8 IRFP450LC体二极管的特性参数
表1-8 IRFP450LC体二极管的特性参数
现代电力电子技术
主编：林渭勋
1.3.5 开关过程
1.极间电容及开关等效电路
图1-17 器件的开关等效电路 a)器件的结. LD=0时开关过程分析
图1-18 带感性负载的功率MOSFET开关电路 a)主电路结构 b)电量波形
1.3.5 开关过程
图1-19 器件极间电容的关系曲线
图1-27 磁耦式驱动电路 a)基本电路 b)改进电路 CA—鉴幅器 OC—过电流保护电路 UR—内部电源 REC—整流器 LV—欠电压封锁电路 T—单稳态触发器
1.3.6 栅极驱动电路
图1-28 电路条件对器件导通压降的影响
1.3.6 栅极驱动电路
图1-29 具有过电流保护功能的驱动电路
1.3.6 栅极驱动电路
1.3.5 开关过程
3. LD＞10K0Rg的开关过程分析
图1-20 电路参数对负载动态轨迹的影响 a)VF开通 b)VF关断
1.3.5 开关过程
图1-21 器件开关时间的界定
《现代电力电子技术》林渭勋_24
2.有源单相式缓冲电路在单相半桥式逆变电路中的应用
图6-5 有源单相式缓冲型软PWM单相半桥逆变电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-6 主电路电量波形 a)重载下电量波形 b)轻载下电量波形
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-7 图6-6中各时区的等效电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
第6章 PWM软开关电路 6.1 概述 6.2 缓冲型PWM软开关电路 6.3 控制型PWM软开关电路 6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
1.无源单相式缓冲电路
图6-4 带无源单相式缓冲电路半桥逆变电路 a)主电路 b)电量波形 c)～e)各时区等效电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
表6-1 HSINV与SFSINV性能比较
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
3.有源单相式缓冲电路在其他桥式逆变电路中的应用
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-9 有源单相式缓冲电路的其他形式 a)带有源换流电路的SCR半桥式逆变电路 b)带有源缓冲电路的IGBT半桥式逆变电路
*6.2.4
2.双有源开关电路
图6-13 双有源开关电路
集中式缓冲型软PWM电路
1.单有源开关电路
图6-10 集中式缓冲型三相软PWM逆变电路(续) b)换流过程中的电量波形
*6.2ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ4
集中式缓冲型软PWM电路
图6-11 各个电压空间矢量所代表的电路开关状态
*6.2.4
集中式缓冲型软PWM电路
图6-12 图6-10b中各时区的等效电路
*6.2.4
集中式缓冲型软PWM电路
图6-5 有源单相式缓冲型软PWM单相半桥逆变电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-6 主电路电量波形 a)重载下电量波形 b)轻载下电量波形
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-7 图6-6中各时区的等效电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
第6章 PWM软开关电路 6.1 概述 6.2 缓冲型PWM软开关电路 6.3 控制型PWM软开关电路 6.4 直流谐振型PWM软开关电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
1.无源单相式缓冲电路
图6-4 带无源单相式缓冲电路半桥逆变电路 a)主电路 b)电量波形 c)～e)各时区等效电路
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
表6-1 HSINV与SFSINV性能比较
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
3.有源单相式缓冲电路在其他桥式逆变电路中的应用
6.2.3 单相式缓冲型软PWM电路
图6-9 有源单相式缓冲电路的其他形式 a)带有源换流电路的SCR半桥式逆变电路 b)带有源缓冲电路的IGBT半桥式逆变电路
*6.2.4
2.双有源开关电路
图6-13 双有源开关电路
集中式缓冲型软PWM电路
1.单有源开关电路
图6-10 集中式缓冲型三相软PWM逆变电路(续) b)换流过程中的电量波形
*6.2ቤተ መጻሕፍቲ ባይዱ4
集中式缓冲型软PWM电路
图6-11 各个电压空间矢量所代表的电路开关状态
*6.2.4
集中式缓冲型软PWM电路
图6-12 图6-10b中各时区的等效电路
*6.2.4
集中式缓冲型软PWM电路
《现代电力电子技术》林渭勋_13
d；由于u2=0，VT4和VT6截止而VT5导通，ub0=Ud，于是全桥电路中
有VT7和VF4导通，ua0=-Ud；VT10和VF2导通，ub0=Ud，uab=ua0-ub0=-2 Ud。
1.双极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
3)u1=u2=1的情况：引用上面分析，当u1=1时有ua0=-Ud；u2=1时有ub0= -Ud，因此uab=ua0-ub0=0。 (4)三角形载波发生电路 由图2-43b中CP1、CP2和F1组成自激式非正 弦振荡电路，其输出对称三角波加到PWM信号比较器CP3和CP4的输 入端，作为PWM信号的载波电压uC，其重复频率fc取决于外接元件R 3和C1的数值。
1.双极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
(5)PWM信号生成电路 PWM信号生成电路由CP3和CP4组成，由图2 -43b可见，载波信号uC同时接到CP3的同相端和CP4的反相端。 (6)反馈控制 (7)限流保护 为在系统过载时保障桥中器件的安全，设置了限流电 路，它由限流比较器CP6实现，CP6反相端串接电流动作设定值(200m V)，电流信号取自采样电阻Rk，当桥入端电流iβ超过设定值时，CP6 动作并输出高电平使F2和F3复位，其Q端输出电压uF2和uF3均由高位 降为低位。1.Leabharlann 极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
(1)UC1637的主要性能 1)可用于单电源或双电源电路。 2)两独立输出端能提供平均电流为100mA的PWM信号并与主电路直 耦。 3)PWM载波频率为30kHz，由外接电阻电容值决定。 4)设有限流和欠电压封锁等保护措施。 (2)系统基本结构 由图2-43a可见，调速系统由全桥式变换电路、直 流电动机负载(他激式)、驱动电路和控制电路四个部分组成。 (3)UC1637输出级及MOSFET栅极驱动电路的工作原理分析 由图243可见，这两部分电路直接耦合，因此一起分析比较方便。
有VT7和VF4导通，ua0=-Ud；VT10和VF2导通，ub0=Ud，uab=ua0-ub0=-2 Ud。
1.双极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
3)u1=u2=1的情况：引用上面分析，当u1=1时有ua0=-Ud；u2=1时有ub0= -Ud，因此uab=ua0-ub0=0。 (4)三角形载波发生电路 由图2-43b中CP1、CP2和F1组成自激式非正 弦振荡电路，其输出对称三角波加到PWM信号比较器CP3和CP4的输 入端，作为PWM信号的载波电压uC，其重复频率fc取决于外接元件R 3和C1的数值。
1.双极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
(5)PWM信号生成电路 PWM信号生成电路由CP3和CP4组成，由图2 -43b可见，载波信号uC同时接到CP3的同相端和CP4的反相端。 (6)反馈控制 (7)限流保护 为在系统过载时保障桥中器件的安全，设置了限流电 路，它由限流比较器CP6实现，CP6反相端串接电流动作设定值(200m V)，电流信号取自采样电阻Rk，当桥入端电流iβ超过设定值时，CP6 动作并输出高电平使F2和F3复位，其Q端输出电压uF2和uF3均由高位 降为低位。1.Leabharlann 极性PWM四象限桥式电路的开环机械特性
(1)UC1637的主要性能 1)可用于单电源或双电源电路。 2)两独立输出端能提供平均电流为100mA的PWM信号并与主电路直 耦。 3)PWM载波频率为30kHz，由外接电阻电容值决定。 4)设有限流和欠电压封锁等保护措施。 (2)系统基本结构 由图2-43a可见，调速系统由全桥式变换电路、直 流电动机负载(他激式)、驱动电路和控制电路四个部分组成。 (3)UC1637输出级及MOSFET栅极驱动电路的工作原理分析 由图243可见，这两部分电路直接耦合，因此一起分析比较方便。
《现代电力电子技术》林渭勋_7
1.6.1 IGBT-IPM
1.基本结构 2.内置功能 3. IPM产品示例
GMXD1B
1.基本结构
图1-47 由IGBT-IPM构成的单相逆变电路 1—AC200V电源 2—整流电路 3—负载 4—控制电源 5—控制电路 6—接口电路 7—保护信号输出 8—驱动电路 9—过电流保护 10—短路保护 11—欠电压保护 12—过热保护
1.6.3 电力电子集成技术
1)电力电子(PE)和微电子(µE)固然有其相似之处，但 也应该看到存在很多差异，其中最突出的是PE必须 处理的功率范围为M个数量级左右(从100W到100M W)，如此宽阔的功率谱无论是哪一种集成形式都是 难以覆盖的。 2)PE的应用范围广从航空到海洋，军工到民用，几 乎无所不包，这些不同的应用领域对PE的要求也大 不相同，以功率密度而言，对计算机用的开关电源 与直流输电系统中发送和接受变流站没有必要要求 相同的功密。
GMXD1B
3. IPM产品示例
表1-18 IGBT-IPM产品示例
GMXD1B
பைடு நூலகம்
1.6.2 IGBT-PIC
图1-48 基于PIC芯片MIC3172的直流开关电源 1—电压调整电路 2—振荡器 3—逻辑电路 4—抗饱和电路 5—驱动电路 6—PWM信号比较 7—误差放大器 8—电流放大器 GMXD1B
GMXD1B
1.6.3 电力电子集成技术
3)PE是一种综合技术，其水平深受有关的材料质量、 元件性能、工艺水平和生产设备的限制，PE的集成技 术也不可避免地要受到上述因素的制约。
GMXD1B
GMXD1B
2.内置功能
(1)PWM控制信号处理 从控制电路5来的PWM信号经接口电路6分 别通过CPi(上通道)和Cni(下通道)加到驱动电路8的输入端，当PWM控 制信号由高位变为低位时，IGBT关断；相反则IGBT导通。 (2)过电流保护 保护检测采用电流采样，电流信号从电阻R1和R2获 得，虽然采样电流很小但与母线电流成比例，因而可代替外接的霍 尔传感器或电流互感器，具有快速低耗和可靠等优点。 (3)短路保护 当集流越过短路保护动作设定值时，短路保护动作， 其程序与过电流保护相仿，短路保护动作设定值为1.5Icm。 (4)过热保护 IPM内置温度传感器，能准确测定芯片底板温度，当 温度超越设定值时自动关闭芯片，封锁栅极电压，拒绝外部控制信 号控制，直至芯片底板温度正常才解除封锁，恢复正常工作。 (5)欠电压保护 指栅极驱动电源电压UP和Un因故下降至规定值时自 动封锁栅板驱动信号，防止因栅压不足促使VG偏离电阻区。
1.基本结构 2.内置功能 3. IPM产品示例
GMXD1B
1.基本结构
图1-47 由IGBT-IPM构成的单相逆变电路 1—AC200V电源 2—整流电路 3—负载 4—控制电源 5—控制电路 6—接口电路 7—保护信号输出 8—驱动电路 9—过电流保护 10—短路保护 11—欠电压保护 12—过热保护
1.6.3 电力电子集成技术
1)电力电子(PE)和微电子(µE)固然有其相似之处，但 也应该看到存在很多差异，其中最突出的是PE必须 处理的功率范围为M个数量级左右(从100W到100M W)，如此宽阔的功率谱无论是哪一种集成形式都是 难以覆盖的。 2)PE的应用范围广从航空到海洋，军工到民用，几 乎无所不包，这些不同的应用领域对PE的要求也大 不相同，以功率密度而言，对计算机用的开关电源 与直流输电系统中发送和接受变流站没有必要要求 相同的功密。
GMXD1B
3. IPM产品示例
表1-18 IGBT-IPM产品示例
GMXD1B
பைடு நூலகம்
1.6.2 IGBT-PIC
图1-48 基于PIC芯片MIC3172的直流开关电源 1—电压调整电路 2—振荡器 3—逻辑电路 4—抗饱和电路 5—驱动电路 6—PWM信号比较 7—误差放大器 8—电流放大器 GMXD1B
GMXD1B
1.6.3 电力电子集成技术
3)PE是一种综合技术，其水平深受有关的材料质量、 元件性能、工艺水平和生产设备的限制，PE的集成技 术也不可避免地要受到上述因素的制约。
GMXD1B
GMXD1B
2.内置功能
(1)PWM控制信号处理 从控制电路5来的PWM信号经接口电路6分 别通过CPi(上通道)和Cni(下通道)加到驱动电路8的输入端，当PWM控 制信号由高位变为低位时，IGBT关断；相反则IGBT导通。 (2)过电流保护 保护检测采用电流采样，电流信号从电阻R1和R2获 得，虽然采样电流很小但与母线电流成比例，因而可代替外接的霍 尔传感器或电流互感器，具有快速低耗和可靠等优点。 (3)短路保护 当集流越过短路保护动作设定值时，短路保护动作， 其程序与过电流保护相仿，短路保护动作设定值为1.5Icm。 (4)过热保护 IPM内置温度传感器，能准确测定芯片底板温度，当 温度超越设定值时自动关闭芯片，封锁栅极电压，拒绝外部控制信 号控制，直至芯片底板温度正常才解除封锁，恢复正常工作。 (5)欠电压保护 指栅极驱动电源电压UP和Un因故下降至规定值时自 动封锁栅板驱动信号，防止因栅压不足促使VG偏离电阻区。
绪论ppt课件
10
目前现代电力电子技术研究热点
中压直流输电
采用直流输配电系统具有功率因数高（没有无 功问题）、电网污染小、节电等优点。这种技术 有可能在今后十年推广到中电压（1kV左右）直 流输电范围来
低频交流励磁在水力、风力发电中的应用
在原动力速度变化较大的发电场合，如果把传统 的直流励磁改成超低频可变频交流励磁，用励磁 频率的变化来弥补发电机转子转速的非稳定变化， 就有可能在河水枯水期使水力发电机继续发电； 使风力发电机回归到选择同步机
目前现代电力电子技术研究热点
电动车辆及充电站网络
大城市间的磁悬浮列车、城市内的电动高架列车和地铁 列车、个人用电动自行车和电动汽车将构成未来的交通 网络的主角。
42V直流汽车电子系统
1994年开始提出把汽车供电系统的电压提高到36V蓄电 池，汽车发电机端压为42V。
这种系统中采用60V级功率MOSFET当作无触发继电器， 控制门、窗的开关，座椅的倾斜与复位等，约装有100 多只。在新增加的汽车电子和汽车电器中坚持推行36V 额定电压，对老的12V电器与电子设备则采用42V/14V的 DC－DC变换器供电。
交通运输：
电气化铁道、电动汽车、航空、航海
电力系统：
高压直流输电、柔性交流输电、无功补偿
电子装置电源：
为信息电子装置提供动力
家用电器：
“节能灯”、变频空调
其他：
UPS、 航天飞行器、新能源、发电装置
6
电力 电子 电路 在不 同频 率下 的应 用领 域
现代电力电子技术以优化功率变换为己任，以
教材和参考教材
《现代电力电子技术》林渭勋 机械工业出版社 《现代交流调速技术》 胡崇岳 机械工业出版社 《开关电源的原理与设计》 张占松 蔡宣三 电子工
目前现代电力电子技术研究热点
中压直流输电
采用直流输配电系统具有功率因数高（没有无 功问题）、电网污染小、节电等优点。这种技术 有可能在今后十年推广到中电压（1kV左右）直 流输电范围来
低频交流励磁在水力、风力发电中的应用
在原动力速度变化较大的发电场合，如果把传统 的直流励磁改成超低频可变频交流励磁，用励磁 频率的变化来弥补发电机转子转速的非稳定变化， 就有可能在河水枯水期使水力发电机继续发电； 使风力发电机回归到选择同步机
目前现代电力电子技术研究热点
电动车辆及充电站网络
大城市间的磁悬浮列车、城市内的电动高架列车和地铁 列车、个人用电动自行车和电动汽车将构成未来的交通 网络的主角。
42V直流汽车电子系统
1994年开始提出把汽车供电系统的电压提高到36V蓄电 池，汽车发电机端压为42V。
这种系统中采用60V级功率MOSFET当作无触发继电器， 控制门、窗的开关，座椅的倾斜与复位等，约装有100 多只。在新增加的汽车电子和汽车电器中坚持推行36V 额定电压，对老的12V电器与电子设备则采用42V/14V的 DC－DC变换器供电。
交通运输：
电气化铁道、电动汽车、航空、航海
电力系统：
高压直流输电、柔性交流输电、无功补偿
电子装置电源：
为信息电子装置提供动力
家用电器：
“节能灯”、变频空调
其他：
UPS、 航天飞行器、新能源、发电装置
6
电力 电子 电路 在不 同频 率下 的应 用领 域
现代电力电子技术以优化功率变换为己任，以
教材和参考教材
《现代电力电子技术》林渭勋 机械工业出版社 《现代交流调速技术》 胡崇岳 机械工业出版社 《开关电源的原理与设计》 张占松 蔡宣三 电子工
《现代电力电子技术》林渭勋_19
4.5.3 电流源双向型直接降频电路
图4-19 电流源双向型直接降频电路 a)主电路结构 b)～c)电量波形
4.5.3 电流源双向型直接降频电路
图4-20 图4-19c中各时区的等效电路 a)～b)A时区 c)～d)C时区 e)～f)B时区
第4章 PWM交流变换电路 4.1 概述 4.2 单相交流调压电路 4.3 三相交流调压电路
*4.4
由半控型器件组成的直接变频电路
4.5 由全控型器件组成的直接变频电路
4.5 由全控型器件组成的直接变频电路
4.5.1 电压源双向型直接降频电路 4.5.2 电压源双向型直接变频电路 4.5.3 电流源双向型直接降频电路
图4-18 电压源双向型IGBT直接变频电路 a)主电路结构 b)～e)电量波形
4.5.2 电压源双向型直接变频电路
1)两种电路均包含高频变压器HFB及其后续级——直接降频电路， 该电路均采用单相零式全波电路结构，双向功率可控开关均用IGBT和 快速二极管组成。 2)HFB前置级虽然都采用单相全桥结构，但功能却完全不同：在图4-11 中这一级是逆变电路，将直流电能转换成高频电能；而图4-18a中这一 级是直接升频电路，将电网的交流电能直接转换成高频电能。 3)由于电路功能不同，图4-11中构成逆变桥臂的是IGBT与反并联二极 管组成的不对称双向功率开关(正向可控，反向不控)；而图4-18中构成 变频桥臂的是两个IGBT反并联(分别串联二极管)构成的对称双向功率 开关(正反向均可控)。 4)上述区别，归根结蒂是输入电源不同，在逆变电路中，入端是直流 电源；而在变频电路中，入端是交流电网。
4.5 由全控型器件组成的直接变频电路
图4-11 高频链逆变电路
4.5.1 电压源双向型直接降频电路
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1.5.3 VC关断过程分析
1.基本假设和电路的初、终态 2.阴级-门极换流期(时区G) 3.阳极电压上升期(时区H)
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1.基本假设和电路的初、终态
分析假定与VC开通过程相同。 VC关断过程的电路初态相当于开通过 程的终态，即对应于图1-46c中时区F； VC关断过程的终态则相当于开通过程 的初态，对应于图1-46c中的时区A。 VC关断过程即电路由初态到终态的过 渡过程，对应于图1-46c中由G～I的三 个时区。
由应断反图于，偏时，1,iD-4区u06D=cF00可，,=u-见au电k0，=路=u-VU=中C0，开,有u负0通V=载Cu的导=从U电通d直,路V，流D终V0电D处态0源于关对 吸取电能。
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4. VC开通过程
(1)uak下降期(时区B) (2)零压期(时区C) (3)反向恢复期(时区D) 当t＞t3时，VD0开始恢复反向阻断能力，u0 线性上升(uD0负向增长)，当t=t4时，u0=Ud(uD0=-Ud)，iD0=-IRm，ia=I0+I Rm=ITm，由于VD0反向电流峰值IRm随下降率(即ia上升率)增大而增大， 以芯片直径为91mmVC(4.5kV/4kA)为例，采用软恢复特性的VD0(4.5 kV/1.5kA)，在反向恢复电流下降率为1kA/μs时，IRm=1.65kA，也即 反向电流峰值比器件正向电流(有效值)还大，为避免开通中过大的电 流过冲(即降低ITm值)，应控制ia上升率，合理选择LK值，目前对4.5k V电压等级器件，其(dia/dt)m≤0.5kA/μs。 (4)反向电流衰减期(时区E)：当t＞t3时，VD0的反向电流值迅速衰减， 为阻止这种电流变化，uL反向(uL=uLS+uLK)，LKS释放储能(阻尼电路 中VDK正偏导通，储能将转移到RK和CS中，但由于uL＜0，VD0端压 将超越Ud，造成电压过冲，(参阅图1-1c)uD0的峰值为
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2.阴级-门极换流期(时区G)
关断前VC处于通态，阳极电流i=ik≡I0， 当t=t+6时，S闭合，门控电压u突降为U，门极流过负向电流，在本时区电容 Cs中无电流。
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3.阳极电压上升期(时区H)
在 流 区图子，1被于-4抽是6cu走中开，，始V当上1退i=升0出，，饱随对和着于区基4.进5区k入V过/放3剩.5大k载A 器件，其上升率临界值为3kV/μs。
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
1.5 集成门极换流晶闸管(IGCT)
1.5.1 1.5.2 1.5.3
IGCT开关电路 VC开通过程分析 VC关断过程分析
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1.5.1 IGCT开关电路
1)使开通中阳极电流ia缓升以抑制其上升率。 2)为LK中储能提供释放回路以抑制VC关断时的电压 过冲。 3)抑制负载短路时的短路电流增长速度，提高过电 流保护的可靠性。 1)VC关断时转移LK中储能，抑制电压过冲。 2)当负载短路时防止CS中储能直接向VC释放以避免 过高的电流冲击。
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1.5.1 IGCT开关电路
图1-46 IGCT开关电路 a)电路结构 b)VC关断模型 c)电量波形 GMXD1B
1.5.2 VC开通过程分析
1.基本假定 2. VC开通过程的电路初态 3. VC开通过程的电路终态 4. VC开通过程
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1.基本假定
1)开通过程仅占整个工作周期的很小比例，故可认为在开通期中负载 电流i0≡I0。 2)直流电源为电压源，ud≡Ud。 3)缓流电感LK值较大，在经过VC电压下降期后，全部直流电压加到 LK上。
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2. VC开通过程的电路初态
由态0栅导图对压通应，1，-4于并6输c时处可出区 于见电稳A，压，定Vu电C关0开=路断0通,中u，a过有ku=程=VU-CU的,V关，C电加断U路是有，初反负VD 向控制电压，iD0=I0，负载经VD0续流， VC处于正向阻断状态。
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3. VC开通过程的电路终态
1.5.3 VC关断过程分析
1.基本假设和电路的初、终态 2.阴级-门极换流期(时区G) 3.阳极电压上升期(时区H)
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1.基本假设和电路的初、终态
分析假定与VC开通过程相同。 VC关断过程的电路初态相当于开通过 程的终态，即对应于图1-46c中时区F； VC关断过程的终态则相当于开通过程 的初态，对应于图1-46c中的时区A。 VC关断过程即电路由初态到终态的过 渡过程，对应于图1-46c中由G～I的三 个时区。
由应断反图于，偏时，1,iD-4区u06D=cF00可，,=u-见au电k0，=路=u-VU=中C0，开,有u负0通V=载Cu的导=从U电通d直,路V，流D终V0电D处态0源于关对 吸取电能。
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4. VC开通过程
(1)uak下降期(时区B) (2)零压期(时区C) (3)反向恢复期(时区D) 当t＞t3时，VD0开始恢复反向阻断能力，u0 线性上升(uD0负向增长)，当t=t4时，u0=Ud(uD0=-Ud)，iD0=-IRm，ia=I0+I Rm=ITm，由于VD0反向电流峰值IRm随下降率(即ia上升率)增大而增大， 以芯片直径为91mmVC(4.5kV/4kA)为例，采用软恢复特性的VD0(4.5 kV/1.5kA)，在反向恢复电流下降率为1kA/μs时，IRm=1.65kA，也即 反向电流峰值比器件正向电流(有效值)还大，为避免开通中过大的电 流过冲(即降低ITm值)，应控制ia上升率，合理选择LK值，目前对4.5k V电压等级器件，其(dia/dt)m≤0.5kA/μs。 (4)反向电流衰减期(时区E)：当t＞t3时，VD0的反向电流值迅速衰减， 为阻止这种电流变化，uL反向(uL=uLS+uLK)，LKS释放储能(阻尼电路 中VDK正偏导通，储能将转移到RK和CS中，但由于uL＜0，VD0端压 将超越Ud，造成电压过冲，(参阅图1-1c)uD0的峰值为
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2.阴级-门极换流期(时区G)
关断前VC处于通态，阳极电流i=ik≡I0， 当t=t+6时，S闭合，门控电压u突降为U，门极流过负向电流，在本时区电容 Cs中无电流。
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3.阳极电压上升期(时区H)
在 流 区图子，1被于-4抽是6cu走中开，，始V当上1退i=升0出，，饱随对和着于区基4.进5区k入V过/放3剩.5大k载A 器件，其上升率临界值为3kV/μs。
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
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表1-17 非对称型IGCT(91mm)的特性参数
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1.5 集成门极换流晶闸管(IGCT)
1.5.1 1.5.2 1.5.3
IGCT开关电路 VC开通过程分析 VC关断过程分析
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1.5.1 IGCT开关电路
1)使开通中阳极电流ia缓升以抑制其上升率。 2)为LK中储能提供释放回路以抑制VC关断时的电压 过冲。 3)抑制负载短路时的短路电流增长速度，提高过电 流保护的可靠性。 1)VC关断时转移LK中储能，抑制电压过冲。 2)当负载短路时防止CS中储能直接向VC释放以避免 过高的电流冲击。
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1.5.1 IGCT开关电路
图1-46 IGCT开关电路 a)电路结构 b)VC关断模型 c)电量波形 GMXD1B
1.5.2 VC开通过程分析
1.基本假定 2. VC开通过程的电路初态 3. VC开通过程的电路终态 4. VC开通过程
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1.基本假定
1)开通过程仅占整个工作周期的很小比例，故可认为在开通期中负载 电流i0≡I0。 2)直流电源为电压源，ud≡Ud。 3)缓流电感LK值较大，在经过VC电压下降期后，全部直流电压加到 LK上。
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2. VC开通过程的电路初态
由态0栅导图对压通应，1，-4于并6输c时处可出区 于见电稳A，压，定Vu电C关0开=路断0通,中u，a过有ku=程=VU-CU的,V关，C电加断U路是有，初反负VD 向控制电压，iD0=I0，负载经VD0续流， VC处于正向阻断状态。
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3. VC开通过程的电路终态