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反激变换器原理
反激变换器是一种常用的电力电子变换器，通过将输入的直流电压变换成所需的输出电压来实现能量的转换。
它由高频开关管、变压器、整流电路、滤波电路和控制电路等组成。
反激变换器的工作原理如下：
1. 开关管控制：反激变换器中的高频开关管（如MOSFET或IGBT）通过开关动作，周期性地打开和关闭。
开关管的导通
和截止决定了输入电压是否能够向变压器传递。
2. 能量储存：当开关管导通时，输入电压通过变压器的主绕组向储能元件（如电感、变压器副绕组或电容）储存能量。
由于能量储存元件的特性，电流开始增加，同时电压开始降低。
3. 能量释放：当开关管截止时，储能元件会释放储存的能量。
电感元件的电流开始减小，通过变压器的副绕组向输出端提供能量。
此时输出端的电压会升高。
4. 输出整流：变压器副绕组的电压经过整流电路（如二极管桥）后，变成直流电压，用于供应负载。
5. 控制电路：反激变换器需要一个控制电路来监测输出电压，并根据需要调整开关管的导通和截止时机，以使输出电压保持稳定。
控制电路通常使用反馈回路和比较器来实现。
根据所需的输出电压和负载性质，反激变换器可以选择多种拓
扑结构，如单端反激、双端反激等。
同时，反激变换器还可以通过合理的设计，在开关管截止时将储能元件的能量转移到输入电压源中，实现能量的回馈，提高整体效率。
反激式开关电源的优点和缺点1 反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
反激式开关电源在控制开关接通期间不向负载提供功率输出，仅在控制开关关断期间才把存储能量转化为反电动势向负载提供输出，但控制开关的占空比为0.5时，变压器次级线圈输出的电压的平均值约等于电压最大值的的二分之一，而流过负载的电流正好等于变压器次级线圈最大电流的四分之一。
即电压脉动系数等于2，电流脉动系数等于4。
反激式开关电源的电压脉动系数，和正激式开关电源的脉动系数基本相同，但是电流的脉动系数是正激式开关电源的电流脉动系数的两倍。
由此可知，反激式开关电源的电压和电流的输出特性要比正激式开关电源的差。
特别是，反激式开关电源使用的时候，为了防止电源开关管过压击，起占空比一般都小于0。
5，此时,流过变压器次级线圈的电流会出现断续,电压和电流的脉动系数都会增加，其电压和电流的输出特性将会变得更差.2 反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。
由于反激式开关电源仅在开关关断期间才向负载提供能量输出，当负载电流出现变化时，开关电源不能立即对输出电压或电流产生反应，而需要等到下一个周期事，通过输出电压取样和调宽控制电路的作用，开关电源才开始对已经过去了的事情进行反应，即改变占空比,因此，反激式开关电源的瞬态控制特性相对来说比较差。
有时,当负载电流变化的频率和相位与取样、调宽控制电路输出的电压的延时特性在相位保持一致的时候，反激式开关电源输出电压可能会产生抖动，这种情况在电视机的开关电源中最容易出现。
3 反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，开关电源变压器的工作效率低.反激式开关电源变压器的铁芯一般需要留一定的气隙，一方面是为了防止变压器的铁芯因流过变压器的初级线圈的电流过大,容易产生磁饱和。
另一方面是因为变压器的输出功率小，需要通过调整电压器的气隙和初级线圈的匝数，来调整变压器初级线圈的电感量的大小。
因此，反激式开关电源变压器初级和次级线圈的漏感都比较大，从而会降低开关电源变压器的工作效率，并且漏感还会产生反电动势，容易把开关管击穿。
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
反激变换器设计笔记（DOC）第1章反激变换器设计笔记开关电源的设计是⼀份⾮常耗时费⼒的苦差事，需要不断地修正多个设计变量，直到性能达到设计⽬标为⽌。
本⽂step-by-step 介绍反激变换器的设计步骤，并以⼀个6.5W 隔离双路输出的反激变换器设计为例，主控芯⽚采⽤NCP1015。
图 1 基于NCP1015 的反激变换器1.1 概述基本的反激变换器原理图如图1 所⽰，在需要对输⼊输出进⾏电⽓隔离的低功率（1W～60W）开关电源应⽤场合，反激变换器（Flyback Converter）是最常⽤的⼀种拓扑结构（Topology）。
简单、可靠、低成本、易于实现是反激变换器突出的优点。
1.2 设计步骤图 2 反激变换器设计步骤接下来，参考图2 所⽰的设计步骤，⼀步⼀步设计反激变换器。
1. Step1：初始化系统参数------输⼊电压范围：V inmin_AC 及V inmax_AC ------电⽹频率：f line （国内为50Hz ）------输出功率：（等于各路输出功率之和）1122o out out out out P V I V I =?+?+（1）------初步估计变换器效率：η（低压输出时，η取0.7～0.75，⾼压输出时，η取0.8～0.85）根据预估效率，估算输⼊功率：oin P P η=（2）对多路输出，定义K L （n ）为第n 路输出功率与输出总功率的⽐值： ()()o n L n oP K P = （3）单路输出时，K L （n ）=1.2. Step2：确定输⼊电容CbulkC bulk 的取值与输⼊功率有关，通常，对于宽输⼊电压（85～265VAC ），取2～3µF/W ；对窄范围输⼊电压（176～265VAC ），取1µF/W 即可，电容充电占空⽐D ch ⼀般取0.2 即可。
图 3 Cbulk 电容充放电⼀般在整流后的最⼩电压V inmin_DC 处设计反激变换器，可由C bulk 计算V inmin_DC ：min_in DC V = （4）3. Step3：确定最⼤占空⽐D max反激变换器有两种运⾏模式：电感电流连续模式（CCM）和电感电流断续模式（DCM）。
一、 单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。
工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。
3、工作波形工作波形如下：连续工作模式： 断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1） 连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2） 而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1）） （1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10） 将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13） 将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、 双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。
单端反激变换器的建模及应用仿真摘要：介绍一种单端反激式高压DC/DC变换器,叙述其工作原理,工作模式，波形的输出。
并对两种工作模式进行了分析。
通过对单端反激变换器的Matlab/Simulink建模与仿真，研究电路的输出特性，以及一些参数的选择设置方法。
关键词：单端反激变换器Matlab/Simulink 建模与仿真1.反激变换器概述换电路由于具有拓扑简单，输入输出电气隔离，升/降压范围广，多路输出负载自动均衡等优点，而广泛用于多路输出机内电源中。
在反激变换器中，变压器起着电感和变压器的双重作用，由于变压器磁芯处于直流偏磁状态，为防磁饱和要加入气隙，漏感较大。
当功率管关断时，会产生很高的关断电压尖峰，导致开关管的电压应力大，有可能损坏功率管；导通时，电感电流变化率大。
因此在很多情况下，必须在功率管两端加吸收电路。
反击变换器的特点：1、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求。
反激变换器是输出与输入隔离的最简单的变换器。
输出滤波仅需要一个滤波电容，不需要体积、重量较大的电感，较低的成本。
尤其在高压输出时，避免高压电感和高压续流二极管。
功率晶体管零电流开通，开通损耗小。
而二极管零电流关断，可以不考虑反向恢复问题2、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，无需切换而达到稳定输出的要求。
3、转换效率高，损失小。
4、变压器匝数比值较小。
5.小功率多组输出特别有效;6.变压器工作原理与其他类型的隔离变换器不同，隔离变压器还起到了存储能量的作用;7.变压器铁芯必须加气隙,以防磁饱和；2.反击变换器的工作原理反激变换器的原理图如图2-1 所示。
图2-1 反激变换器的原理图反激变换器工作原理是：主开关管导通时，二次侧二极管关断，变压器储能；主开关管关断时，二次侧二极管导通，变压器储能向负载释放。
它和正激变换器不同，正激变换器的变压器励磁电感储能一般很小，各绕组瞬时功率的代数和为零，变压器只起隔离、变压作用。
5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。
反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。
由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。
5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。
L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。
oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。
因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。
在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。
可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。
显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。
2. 单管反激变换器的能量转换模式对于反激变换器，根据变压器（反激变换器的变压器整体可看作电感）的电流是否出现断续，可将其工作模式划分为连续导电模式(CCM)和不连续导电模式(DCM)。
因为在开关管截止时，变压器一次侧电流i N 1为零，所以在反激变换器中，电流连续与否主要是指二次侧电感的电流i N2在截止期间连续还是断续，即i N2在截止期间是否降到零。
如果电流连续，即在截止期间（反激期间）二次侧电流未降到零，意味着高频变压器的能量没有完全转移到负载；如果电流断续，即在开关截止期间二次侧电流已降到零，则高频变压器的能量完全转移到了负载。
因此，对于反激变换器，根据在开关管截止时，高频变压器的能量是否完全转移到负载，又可将其能量转换方式划分为两种：（1）完全能量转换方式（对应电感电流不连续模式——DCM ）：变压器在开关导通期间（储能期间）储存的所有能量在反激期间全部传输到负载。
（2）不完全能量转换方式（对应电感电流连续模式——CCM ）：储存在变压器中的能量在反激期间未能全部转移到负载。
实际上，当变换器输入电压或负载电流在一个较大范围内变化时，必然要跨越这两种能量转换方式，因此，通常要求反激变换器在完全和不完全能量转换方式下都能稳定工作。
5.2.2 完全能量转换模式（DCM ）时的工作过程和基本关系式1. 完全能量转换模式（DCM ）反激变换器的工作过程反激变换器工作在完全能量转换方式时，在反激期间将高频变压器储存的所有能量全部转移到负载，即当开关VT 断开后，将L 1上储存的能量在一个周期内全部释放完，而对L 2而言则是出现电流断续情况。
反激变换器工作于DCM 时，原、副边电流i N1、i N2波形及开关管集电极上的电压u s 波形如图5.2.2所示，可见在一个开关周期内会经历三个阶段，其工作过程如下：T T onofft 00t 0ts u N 1i N 2i t 1t 2t 1t 2t 1t 2I n +LP1V i V ot 3t 3t 3V iI LP2t 4t 4t 4图5.2.2 完全能量转换模式（DCM ）单端反激变换器的主要波形）(1) 第一阶段（0~t 1）：在t =0时刻，开关VT 导通，输入电压V i 加在变压器的一次绕组上，即原边电感L 1的两端，其电压为上正下负，而与其耦合的副边电感L 2的电压为上负下正，因此VD 处于关断状态。
变压器原边电感L 1的电流从零开始线性增加，其上升率为V i /L 1。
电流流过变压器原边电感L 1，将能量储存在电感L 1中，直到t 1 时刻，VT 关断。
(2) 第二阶段(t 1~t 2)：本阶段开关VT 关断，流过原边电感L 1的电流耦合到副边电感L 2，二极管VD 导通，流过副边电感L 2的电流i N2线性下降，一直持续到t 2时刻电感电流线性下降到0，此过程经历的时间为（t 2-t 1）。
在t 1~t 2阶段，开关管两端所承受的电压u s = V i +n V o 。
(3) 第三阶段(t 2~t 3)：当电感电流i N2下降到零以后，进入此阶段。
此时，二极管VD 也关断，由于下一个开通周期还未到来，所以仅由电容向负载供能，这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。
在t 2~t 3阶段，开关管VT 集电极两端所承受的电压u s = V i 。
2. 完全能量转换模式（DCM ）反激变换器的基本关系式由于反激变换器实际上就是具有电气隔离的Buck-Boost 变换器，因此其相关参数之间的关系式与Buck-Boost 变换器非常相似，其差别仅在于变压器的变比。
实际计算中，只需将反激变换器的输入电压V i 按变压器变比折算至变压器二次侧后，再代替Buck-Boost 变换器对应关系式中的输入电压，即可得反激变换器相应参数之间的关系式。
反激变换器工作在DCM 时，各基本表达式如表5.2.1所示。
5.2.3 不完全能量转换模式（CCM ）时的工作过程和基本关系式1. 不完全能量转换模式（CCM ）反激变换器的工作过程工作在完全能量转换方式的反激变换器，L 1上的能量未能在开关关断期间全部释放完，即对整个变压器而言，其电流是连续的。
反激变换器工作于CCM 时，原、副边电流i N1、i N2波形及开关管集电极上的电压u s 波形如图5.2.4所示。
在分析其工作过程时，假设反激变换器已进入稳态，变压器原副边电感对应的峰值电流分别为I LP1、I LP2，对应的最小电流分别为I L V1、I L V2。
T T on offt 00t 0t s u N 1i N 2i t 1t 2t 1t 2t 1t 2n +V i V oI LP1I LP2I LV1I LV2t 3t 3t 3图5.2.4不完全能量转换模式（CCM ）单端反激变换器的主要波形由图5.2.4所示可知：在一个开关周期内，CCM 反激变换器的工作过程仅经历二个阶段（而DCM 时为三个阶段），下面分别进行说明。
(1) 第一阶段（0~t 1）：主要工作状态和过程可参照DCM 的第一阶段。
与DCM 时的不同之处是：i N1从I L V1开始线性增加。
(2) 第二阶段（t 1~t 2）：主要工作状态和过程可参照DCM 的第二阶段。
与DCM 时的不同之处是：① t 2时刻，副边电感电流下降到I L V2，而未下降到零；② 开关管VT 集电极两端所承受的电压仍为 V i +n V o 。
这一阶段一直持续到下一个开通周期到来。
2. 不完全能量转换模式（CCM ）反激变换器的基本关系式同DCM 时一样，CCM 反激变换器的基本关系也可直接由Buck-Boost 变化器的相关公式推导出来，各基本表达式如表5.2.1所示。
5.2.4 单端反激变换器的工作模式及输出纹波电压分析1. 反激变换器的三种工作模式同Buck-Boost 变换器一样，在开关关断期间，根据二次测电感电流的最小值是否大于输出电流，可将反激变换器分为CISM 和IISM 两种能量传输模式，其二次测临界电感L K 为222(1)22()L i L k o i o R V R d L fd fV V V γγ-==+ (5.2.1)而根据流经二次测电感的最小电流是否等于零，可将其分为CCM 和DCM 两种导通模式，其二次测临界电感L C 为2222(1)22()L i L C i o R V R d L f f V V γγ-==+ (5.2.2)从式(5.2.1)和(5.2.2)可看出：L K 总是大于L C 。
因此，进一步的分析，可根据流过反激变换器二次测电感电流最小值或其二次测电感值的大小，将反激变换器划分为三种工作模式：① 完全电感供能模式—CISM ，②不完全电感供能且连续导电模式—IISM-CCM ，③不完全电感供能且不连续导电模式—IISM-DCM ，如图3.2.5所示。
① 完全电感供能模式（CISM ）：此时I LV 2>I O ，变换器工作于连续导电模式，且在开关关断后，负载的能量完全由二次测电感提供。
② 不完全电感供能且连续导电模式(IISM-CCM)：此时I O >I LV 2>0，变换器工作于连续导电模式，且在开关关断后，负载能量的供给，经历了两个阶段：二次测电感供能（i L 2>I O ）与二次测电感和电容共同供能（i L 2<I O ）。
③ 不完全电感供能且断续导电模式(IISM-DCM)：此时I LV 2=0，变换器工作于不连续导电模式，且在开关关断后，负载能量的供给经历了三个阶段：二次测电感供能（i L 2>I O ）、二次测电感和电容共同供能（0<i L 2<I O ）与仅由电容供能（i L 2=0）。
图5.2.5 反激变换器的三种工作模式及其与二次测电感和最小电流的关系2. 反激变换器的输出纹波电压分析反激变换器工作于三种模式时的次级电感电流波形和输出纹波电压波形分别如图5.2.6～5.2.8所示。
T T on offt 0tc u N 2i t 1t 2t 1t 2V t 3t 3V CLt 4t 4I oCP V ot 2a t 2a图5.2.6 IISM-DCM 的输出纹波电压T T on offt 0tc u N 2i t 1t 2t 1t 2I LP2I LV2t 3t 3I oV V CLCP V oT T onofft 0tc u N 2i t 1t 2t 1t 2I LP2I LV2t 3t 3I oV V CLCPV ot 2a t 2a(a) CISM-CCM (b) IISM-CCM图5.2.6 单端反激变换器的电感电流和输出纹波电压波形反激变换器工作于三种模式时的输出纹波电压分析也可参考Buck-Boost 变化器，详细过程在此不再赘述，根据分析可得，反激变换器工作于CISM 、IISM-CCM 及IISM-DCM 三种模式时输出纹波电压分别为2()CISM S o o o PPL L o i dT I dV V VC R Cf R Cf V V γ===+ (5.2.3)22222()2IISM CCMo o L iPPii o LL V V R V V V L f V V CR γγγ-⎡⎤=+⎢⎥+⎣⎦(5.2.4) 222221122IISM DCMo PPo L L L L V L V V fCR CR CR -⎛⎫⎫== ⎪⎪⎭⎝⎭ (5.2.5)5.2.5 单管反激变换器的设计考虑1. 单管反激变换器的最大输出纹波电压前一节分别得出了反激变换器工作于各种模式时的输出纹波电压表达式，但是实际中输入电压和负载范围均是动态变化的，因此在工程设计时，需要知道在整个动态变化范围内的最大输出纹波电压与相关元件参数和性能指标参数之间的关系。
