反激变换器(赵修科)
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反激式开关电源实用电磁干扰设计方法
反激式开关电源实用电磁干扰设计方法作者：刘勇刚来源：《科学与财富》2019年第11期摘要：本文叙述了反激式开关电源中电磁干扰（EMI）产生的一些原因，根据EMI产生的不同原因的理论分析，结合工程实践当中的经验，给出了合适的、实用的解决方法和一些关键参数的计算方法，对反激式开关电源的EMI工程设计有一定的实际指导意义。
关键词：反激；EMI设计；开关电源0.引言反激式变换器由于具有一些显著的优点，如：电路元件少、原副边电气隔离、对输入电压变化的适应性强等等，它被广泛运用于中、小功率的AC/DC开关电源中。
但同时，它也会或多或少的带来了一些电磁干扰（EMI），因此在某些应用场合，特别是在一些对EMI比较敏感的应用场合或区域，就需要对EMI进行处理，也就是进行EMI设计。
1. 反激式变换器EMI设计反激式开关电源在AC/DC电源中的电路原理图如图1所示，具体的工作原理就不再赘述。
由于开关管或二极管不断的导通、关断，导致了电路中电压和电流的急剧变化，也就是du/dt和di/dt，这也就是产生EMI的源头。
在一次侧，当MOSFET关断时，由于变压器漏感Llk和MOSFET寄生电容Coss的谐振，会在MOSFET上形成很高的电压尖峰，如图2所示。
这个电压尖峰含有丰富的谐波，会造成严重的EMI，所以需要一个电路来抑制和吸收该电压尖峰。
通常我们用RCD电路作为吸收电路。
吸收电路中的电容电压随着输入电压增加而减小，所以我们以最低输入电压及满载条件来确定。
因此，消耗在吸收电路上的能量：而这些能量是消耗在电阻上的，所以吸收电路上的电阻：吸收电路里面电容上的纹波电压：一般来说，5～10%的纹波电压是比较合适的。
因此，吸收电路中的电容值可由上式计算得到。
在二次侧，由于次级漏感Lls和输出二极管的节电容Cd谐振，同样会在输出二极管上产生较大的高频电压尖峰，恶化电磁环境。
输出二极管D1先不接RC吸收电路时，在最大输入电压、最大负载的条件下，用示波器（不打带宽）测出二极管电压尖峰波形的振荡频率f1；然后在二极管上并联一个合适的电容，使并联电容后的二极管电压尖峰的振荡频率减小为之前的一半。
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赵修科_气隙电感
直流滤波电感设计要点
直流滤波电感量(Buck)
式中：
ΔI = 0.2 I o
' o
' ' Uo (1 − Dmin ) U o (1 − Dmin ) L≥ = 0.2 I o f ΔIf
U = U o + ΔU R
' o
Dmin = U / U i max 参数选取：市售功率磁芯 B ≤ 0.9 Bs100
(例如μi=2000,lc=20cm,δ＝2mm，0.2mm)
气隙磁芯电感
当气隙较大时，有效磁导率为lc/δ,在磁芯不
饱和时电感量不随电流变化，为线性电感。 电流连续Buck类直流滤波电感、升压电感， 反激变压器等。按2Iomin决定电感量。
当输出电流小于最小电流时电流断续，为避
免振荡需要假负载，降低了效率。希望在小 于Iomin时电感量大，当大于Iomin时回到正常的 电感量的非线性电感。磁粉芯就是非线性电 感，但成本高。可以采用非均匀气隙电感。
如果是环形闭合磁路磁芯
ψ
电感与磁芯μ成正比。如果μ随电流改变，电感 量也随之变化，电感为非线性电感。
电感单位
电感单位为亨利，简称亨，符号为H。 定义：线圈通过1A电流，产生总磁链为1Wb， 则电感量为1H。 也可以这样定义：在1秒内线圈电流从零线性增 长到1A，线圈两端感应电势为1V，则线圈电 感量为1H，也等于1欧秒（Ωs）
气隙磁芯等效磁导率
把带气隙磁芯磁导率看成整个磁系统的磁导率
NI =
μ0 μr
Bc
lc +
Bδ
μ0
δ=
μ0 μr
Bc lc
(1 +
μ rδ
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤
反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输入电压范围：Vinmin ～VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G 工作频率：fH 最大输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq ×95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq ×95% 。
2. 一次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝比n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出二极管D的正向压降，一般取0.5～1V 。
4. 最大占空比的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，用于粗略估计占空比是否合适，后面用更精确的算法计算。
一般控制器的占空比限制Dlim的典型值为70%。
-----------------------------------------------------------------------------上面是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是n = Vin / Vo，Vin可以取希望的工作输入电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后面计算考虑实际情况对n进行调整，反复计算，可以得到比较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个二次绕组，可以用单一输出等效。
基于同步整流技术的反激变换器分析
基于同步整流技术的反激变换器分析反激变换器应用广泛，采用同步整流技术能够很好的提高反激变换器效率，同时为使同步整流管的驱动电路简单，采用分立元件构成驱动电路。
详细分析了该驱动电路的工作原理，在此基础上设计了同步整流反激变换器，并对主要设计过程进行了论述。
仿真结果证明该变换器具有较高的效率。
标签：反激变换器；同步整流；Saber仿真1 同步整流管的驱动电路为实现反激变换器的同步整流，初级MOS管Q和次级同步整流管SR必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。
SR的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。
采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图1所示。
SR的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR栅极驱动电压要求。
该驱动电路的基本工作原理：电流互感器T2与次级同步整流管SR串联在同一支路，用来检测SR的电流。
当有电流流过SR的体二极管，则在电流互感器的二次侧感应出电流，该电流通过R1转变成电压，当电压值达到并超过晶体管Q1的发射结正向电压时，Q1导通，达到二极管VD导通电压时，VD导通对其箝位。
晶体管Q1导通后，输出电压通过图腾柱输出电路驱动SR开通。
当SR中的电流在电流互感器二次侧电阻R1上的采样电压降低到Q1的导通阈值以下时，Q1关断，SR关断。
2 同步整流反激变换器的设计设计技术指标：输入电压Ui为100~375VDC，输出电压Uo为12V，输出电流Io为4A，开关频率fs为100KHz，最大占空比Dmax为0.45，效率η >80%，工作方式为断续模式。
2.1 变压器设计反激变换器工作于DCM，但随着输入电压减小或负载电流增大，占空比变大，可能会从DCM变成CCM。
因此为保证反激变换器在整个输入电压和负载电流变化范围内都工作在DCM且占空比不超过要求的最大值，设计变压器满足反激变换器在输入电压最小Ui=100V、负载电流Io=4A和效率η=80%时工作在电流临界连续模式，且占空比不超过要求的最大值Dmax=0.45。
断续模式反激变压器设计几个问题.
41断续模式反激变压器设计几个问题南京航空航天大学自动化学院方宇赵修科Design Relations of Flyback Transformer Operating in Discontinuous-ModeFang Yu Zhao XiukeCollege of Automatization Nanjing University of Aeronautic & Astronautic Nanjing 210016 摘要:反激断续模式电路的优点是功率电路简单,成本低廉,可以适应宽输入电压范围,在小功率充电器、适配器获得广泛应用,但变压器设计参数确定与电路结构,器件定额等有关。
本文从反激断续模式工作原理,实际器件限制出发,给出了反激变压器设计的基本关系,指出设计参数确定的原则,为设计和调试反激变换器提供参考。
关键词 :反激变换器变压器断续模式反激变换器是输出与输入隔离的变换器中电路最简单,成本最低,输入电压范围最宽,调试最容易的变换器。
在 100W 以下的小功率开关电源中,得到广泛应用。
漏感尖峰箝位一般采用 RCD 损耗吸收电路,为讨论方便,本文采用稳压管箝位。
虽然反激断续模式电路简单,但变压器参数与多种电路条件有关,设计者应当了解这些参数与电路条件之间的关系,设计出比较合理的变压器。
本文试图从基本原理出发,提出设计要注意的问题。
一、基本关系反激拓扑的功率电路如图 (1a所示 , 工作波形如图 (1b。
当功率管 S 导通时,输入电压加在初级电感上, 变压器线圈‘• ’端相对另一端为负,次级二极管截止,由输出滤波电容提供输出电流,变压器存储能量。
当功率开关 S 截止时,‘• ’端相对另一端为正,次级真流二极管 D 导通,导通期间存储在变压器中的能量给电容补充导通期间失去的电荷,并同时提供给负载。
当功率开关导通时,根据电磁感应定律有dtdiL U 11= (1a 在导通 T on 内,因为是断续模式,初级电流从零增长t L Ui 111=达到导通时间 T on 时,初级电流达到最大值,因为是线性关系, 式 (1a也可以用下式表示111p onI U L T = (1b初级电流最大值111onp U T I L =(2 初级平均 (直流分量电流 1112p i I D P I U ==(3 式中 D =T on /T , T -开关周期。
反激式电源&RCC
( U i D )2 η Po = 2 fL1
(3)
7
电路特点
反激变换器是输出与输入隔离的最简单 的变换器。输出滤波仅需要一个滤波电 容，不需要体积、重量较大的电感，较 低的成本。尤其在高压输出时，避免高 压电感和高压续流二极管。
Ui L Uo S S
8
Ui D
Uo
功率晶体管零电流开通，开通损耗小。而二极 管零电流关断，可以不考虑反向恢复问题。
5
2.断续工作模式 2.断续工作模式
在功率开关S再次导通前，次级电流下降到零的 工作模式称为断续模式.电路进入稳态，输出电 压稳定U0
I1p Tof I2p Io t Ii t
Ton
TR
当功率开关导通（T 当功率开关导通（Ton)时，次级二极管截止，有
di1 U i I1 p = = dt L1 Ton
I1p R5
I1 p
U3 Uc2
晶体管退出饱和，各线圈感应电势反号，加速 S2截止。次级二极管导通，对输出电容、负载 供电。输出电容电压增高，次级电流下降。当 i2下降到零，S2又自激。新的周期开始。
29
稳态工作
当输出电压建立以后 ，电压反馈 11,R12、 Dz (431) ，电压反馈R 、光耦（GU）工作。控制S2基极电流，将S2基极 电流分流，使得初级峰值电流在比启动峰值电流 小时关断，当满足以下关系时，输出电压稳定：
2) 基本关系
根据电磁感应定律变压器导通时磁通变化量与 截止磁通变化量相等
U iTon U oTof ∆φ = = N1 N2
因此
U i N 2Ton Ui D Uo = = N1Tof n( 1 − D )
初级电流 I i = DI 1a 初级电流有效值 I1 ≈ I1a D 次级电流 I = (1 − D )I = nI o 2a i
气隙磁芯电感(赵修科)
气隙的边缘磁通
磁没有绝缘，空气隙周围空间也是磁路的一部分 －边缘磁通。气隙越大，边缘磁通范围越大。 边缘磁通与气隙磁通并联， 论坛 om 器 t.c 在线圈包围的磁芯中磁通增 bi 压 变 g子 bi 加，总磁链ψ增加，电感量 电 s. 特 bb 加大。 比 // 大 p: tt h
维持电感量措施
直流滤波电感设计要点
直流滤波电感量(Buck) 式中：
反激连续模式，不仅考虑直流，也要考虑交流邻近效 应损耗。 断续模式按损耗100mW/cm3(自冷）选取磁通密度，既 要考虑线圈损耗，也要考虑磁芯损耗。
坛 m U 器论 o +o U R =U cΔ t. 压 bi ' Dmin = U o 子U i max / 变 ig 电 s.b 特 bb 参数选取：市售功率磁芯 B ≤ 0.9 Bs100 比 // 大 p: 损耗：主要是铜损：直流滤波电感只考虑直流损耗； tt h
气隙磁芯电感 坛
论 com 器 t. 压 bi 南京航空航天大学 变 g子 bi 电 赵修科 s. 特 bb 比 // 大 jops@ p: tt h
gelblion@
电感定义
坛 m i 器论 .co ψ 是线圈主磁链与散磁链总和, bit 压 变 g子 bi 不存在‘漏磁’。 电 s. 特 bb 比 // 如果是环形闭合磁路磁芯 大 p: ψ NBA t ht = N 2 μ0 μr A L= = i Hl / N l
电感能量
电流产生磁场，即建立磁场能量（环形为例）
VBH LI Wm = ∫ AlHdB = V ∫ HdB = 坛 = 0 0 论 2com 2 器 t. 压 bi 环形气隙磁场能量子变 ig电 B 2s.b 2 Vc B比特Vδ bb Wm = 大 +:// 2 μ0 μttp 2 μ0 hr
反激变压器设计(标准格式)
副边峰值电流：
副边有效值电流：
根据所选线径计算副边电流容量：
自供电绕组线径：由于自供电绕组的电流非常小只有5mA，因此对线径要求并不是很严格，在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度，因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行绕置，使其刚好一层绕下，减小与次级之间的漏感，保证短路时使自供电电压降低。
7、计算变压器损耗和温升
变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成，下面分别计算：
1）线圈损耗：
原边直流电阻：
为100℃铜的电阻率为2.3×10-6（ ·cm）； 为原边绕组的线圈长度，实测为360cm；A为原边0.23mm漆包线的截面积。
原边直流损耗：
原边导线厚度与集肤深度的比值：
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， 为集肤深度0.31mm。
根据所选线径计算原边绕组的电流密度：
计算副边绕组导线允许的最大直径（漆包线）：
根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置，但由于在温度100℃、工作频率为60KHz时铜线的集肤深度： ，而0.72mm大于了2倍的集肤深度，使铜线的利用率降低，故采用两根0.35mm的漆包线并绕。
《参考文献》
1、《现代高频开关电源实用技术》 刘胜利 编著 电子工业出版社 2001年
2、《开关电源中磁性元器件》 赵修科 主编南京航空航天大学自动学院2004年
3、《TDK磁材手册》 日本TDK公司 2005年
5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。
6、选择绕组线圈线径。
7、计算变压器损耗和温升。
下面就按上述步骤进行变压器的设计。
二、设计过程：
1、电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）
副边有效值电流：
根据所选线径计算副边电流容量：
自供电绕组线径：由于自供电绕组的电流非常小只有5mA，因此对线径要求并不是很严格，在这里主要考虑为便于与次级更好的耦合及机械强度，因此也采用裸线径为0.35mm的漆包线进行绕置，使其刚好一层绕下，减小与次级之间的漏感，保证短路时使自供电电压降低。
7、计算变压器损耗和温升
变压器的损耗主要由线圈损耗及磁芯损耗两部分组成，下面分别计算：
1）线圈损耗：
原边直流电阻：
为100℃铜的电阻率为2.3×10-6（ ·cm）； 为原边绕组的线圈长度，实测为360cm；A为原边0.23mm漆包线的截面积。
原边直流损耗：
原边导线厚度与集肤深度的比值：
d为原边漆包线直径0.23mm，s为导线中心距0.27mm， 为集肤深度0.31mm。
根据所选线径计算原边绕组的电流密度：
计算副边绕组导线允许的最大直径（漆包线）：
根据上述计算数据可采用裸线径DIASS=0.72mm的漆包线绕置，但由于在温度100℃、工作频率为60KHz时铜线的集肤深度： ，而0.72mm大于了2倍的集肤深度，使铜线的利用率降低，故采用两根0.35mm的漆包线并绕。
《参考文献》
1、《现代高频开关电源实用技术》 刘胜利 编著 电子工业出版社 2001年
2、《开关电源中磁性元器件》 赵修科 主编南京航空航天大学自动学院2004年
3、《TDK磁材手册》 日本TDK公司 2005年
5、计算变压器匝数、有效气隙电感系数及气隙长度。
6、选择绕组线圈线径。
7、计算变压器损耗和温升。
下面就按上述步骤进行变压器的设计。
二、设计过程：
1、电源参数：（有些参数为指标给定，有些参数从资料查得）
第6讲 电感和反激变压器设计
第6讲电感和反激变压器设计
赵修科
【期刊名称】《《电源技术应用》》
【年(卷),期】2007(31)12
【摘要】电源工程师最头痛的问题之一是磁元件问题。
磁元件不同于其它电子元件,大多数磁元件是量身定制的,这要求电源工程师必须具有电磁基本知识,尤其是高频下磁元件特性,以及工艺结构对磁元件特性的影响等。
而在学校磁的知识学习得很少,尤其高频下磁元件学习更少。
本刊特邀赵修科教授就此专题展开系列讲座,系统地介绍了磁的基本原理和高频磁元件设计的有关问题,本讲座共分为六讲。
【总页数】7页(P43-49)
【作者】赵修科
【作者单位】南京航空航天大学江苏南京210016
【正文语种】中文
【中图分类】TM402
【相关文献】
1.一种实用的反激开关电源变压器设计方法 [J], 周党培;陈业仙
2.它激式反激AC/DC开关电源驱动控制集成电路AN8021NS/L/SB [J], 郑国川
3.高频变压器设计时的漏电感和分布电容的探究 [J], 曹洪武
4.它激式反激AC/DC开关电源驱动控制集成电路AN8021NS/L/SB [J], 郑国川
5.一种正激加反激通用辅助电源模块的设计与实现 [J], 张军军
因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
《反激变换器演示》课件
01
注意事项
02Βιβλιοθήκη 0304始终确保电源已关闭再进行操 作。
使用合适的工具和仪器进行测 量。
注意安全，避免触电和过热。
优化方法与技巧
调整变压器匝数比
改变匝数比可以改变输出电压。
调整开关频率
改变频率可以改变效率或体积。
优化方法与技巧
• 优化磁芯材料：选择合适的磁芯材料可以提高效 率。
优化方法与技巧
技巧 使用专业软件进行设计优化。
通过控制开关管的导通和关断 时间，实现输出电压的调节。
电流转换过程
当开关管导通时，电流从输入端流经 开关管和变压器初级线圈，产生磁场 。
通过控制开关管的导通和关断时间， 实现输出电流的调节。
当开关管关断时，磁场消失，变压器 次级线圈产生感应电动势，输出电流 。
03
反激变换器的电路设计
输入输出电压设计
详细描述
在LED驱动电路中，反激变换器的作用是将输入的直流电或交流电转换为适合LED的直流电流，以控 制LED的亮度和颜色。由于LED对于电流和电压的要求较高，因此需要稳定的驱动电路来保证其正常 工作，而反激变换器恰好能够满足这一需求。
工业控制应用案例
总结词
在工业控制领域，反激变换器主要用于实现信号的隔离和传输，保证控制系统的稳定性 和安全性。
反激变换器的应用场景
01
02
03
开关电源
反激变换器在各种电子设 备中作为开关电源使用， 如计算机、打印机、显示 器等。
适配器
反激变换器广泛应用于各 种电子设备的电源适配器 中，如手机充电器、平板 电脑充电器等。
LED照明
反激变换器在LED照明领 域应用广泛，用于驱动 LED灯具，提供稳定的照 明电源。
反激变换器
4
(10)
式中：K2=0.006; IFL－平均电流；∆I－峰值电流。 根据工作频率，材料，允许损耗选择∆Bmax。磁 芯选择后，热阻已知，根据温升确定允许损耗。 迭代法。（参看《开关电源磁性元件设计》） 或根据经验选择适当磁芯试算。窗口不够，再 选择大尺寸磁芯。反之，选择小些磁芯。
18
4) 决定线圈匝数
（12) 12)
（13)
24
如果初级电感是线性电感，选取∆φ/φ=0.2=∆I/Ia。 初级电感
U D η (U Dmax ) L1 ≥ = 0.2 Po' f ∆I1 f
' i ' i min 2
功率开关截止期间承受的电压
U CE = U i max U i max + nU = 1− D
' o
电路总效率
η = η i × ηT × η o
14
符号定义
变压器初级感应电势
U = U i − U ces − I i Ri
' i
Ri－输入回路所有电阻
满足输出电压时，变压器次级感应电势
U = U o + U D + I o Ro
' o
Ro－输出回路所有电阻。
因为输入或输出一个回路，电流相同，效率 等于电压比。变压器损耗是磁芯和漏感引起 的损耗。
例如：U'imin=10V,D=0.5,f=250kHz,P’o=50W, L=1µH
10
漏感影响－不可避免
a. 多路输出交叉调节问题。虽然理论上反激变
换器没有输出滤波电感，只有输出电容，相当 于电压源，只要一路稳定，多路输出的其余各 路基本上（除二极管压降）按匝比稳定输出， 但由于漏感存在，产生交叉调节问题。
(10)
式中：K2=0.006; IFL－平均电流；∆I－峰值电流。 根据工作频率，材料，允许损耗选择∆Bmax。磁 芯选择后，热阻已知，根据温升确定允许损耗。 迭代法。（参看《开关电源磁性元件设计》） 或根据经验选择适当磁芯试算。窗口不够，再 选择大尺寸磁芯。反之，选择小些磁芯。
18
4) 决定线圈匝数
（12) 12)
（13)
24
如果初级电感是线性电感，选取∆φ/φ=0.2=∆I/Ia。 初级电感
U D η (U Dmax ) L1 ≥ = 0.2 Po' f ∆I1 f
' i ' i min 2
功率开关截止期间承受的电压
U CE = U i max U i max + nU = 1− D
' o
电路总效率
η = η i × ηT × η o
14
符号定义
变压器初级感应电势
U = U i − U ces − I i Ri
' i
Ri－输入回路所有电阻
满足输出电压时，变压器次级感应电势
U = U o + U D + I o Ro
' o
Ro－输出回路所有电阻。
因为输入或输出一个回路，电流相同，效率 等于电压比。变压器损耗是磁芯和漏感引起 的损耗。
例如：U'imin=10V,D=0.5,f=250kHz,P’o=50W, L=1µH
10
漏感影响－不可避免
a. 多路输出交叉调节问题。虽然理论上反激变
换器没有输出滤波电感，只有输出电容，相当 于电压源，只要一路稳定，多路输出的其余各 路基本上（除二极管压降）按匝比稳定输出， 但由于漏感存在，产生交叉调节问题。
一种基于有源箝位SEPIC拓扑的航空电子变换器
一种基于有源箝位SEPIC拓扑的航空电子变换器
方宇;邢岩;赵修科
【期刊名称】《电工技术学报》
【年(卷),期】2003(018)003
【摘要】提出了一种适合航空电源应用的单级单开关有源功率因数校正变换器,应用有源箝位技术改进了传统的SEPIC拓扑.详细分析了新拓扑的特点和工作原理,给出了实现零电压开关的条件.实验结果验证了理论分析结果,并采用单层变压器设计,使变换器的效率达到90%.
【总页数】5页(P36-40)
【作者】方宇;邢岩;赵修科
【作者单位】南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室,210016;南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室,210016;南京航空航天大学航空电源航空科技重点实验室,210016
【正文语种】中文
【中图分类】TM919
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反激式(RCD)开关电源原理及设计
反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。
先学习下Buck-Boost变换器：工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm 模式）。
如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM 模式）。
把上边的Buck-Boost变换器的开关管和续流管之间加上一个变压器就会变成反激变换器！还是和上边一样，先把原理大概讲下：1.开关开通，变压器初级电感电流在输入电压的作用下线性上升，储存能量。
我是工程师-单端正激式变压器设计
【我是工程师】单端正激双管式开关电源设计之变压器设计（cjhk完成于江苏泰州）最近电源网举行我是工程师这个活动，看到礼品这么丰富，我也忍不住想凑个热闹，准备把以前自己动手设计的一款电源贴出来和大家共享，其中借鉴了一些资料，难免会有一些差错，希望大家能及时指证。
因为有两个月左右的时间，所以我自己的规划是：首先分析单端正激式变换器拓扑结构，接着根据我自己的项目分析单端正激式电路的高频变压器设计方法，再其次是分析使用到的电源管理芯片的特性及功能，同时分析功率MOS的选择与计算功率损耗，最后是各功能电路的分析并贴出原理图。
整个项目大概的时长差不多1个半月。
主要是工作比较忙，只能抽晚上的时间来和大家分享，很多地方分析的会不到位，计算的公式以及原理什么的都只是自己的理解，会有错误，望大家及时指正。
单端正激式开关电源，一般适用与200W以下的开关电源（至于为什么是200W，我没有真正去验证过，找了好些资料，都是这么说的，希望有高手能解释一下为什么不能超过200W）。
我以前见过1200W的单端正激式开关电源，功率模块用的是IGBT，不过效率不高。
常见的单端拓扑结构，通常都是带有去磁绕组。
去磁绕组的圈数和初级绕组的圈数相同，主要目的是为了防止变压器磁饱和。
理想的正激拓扑结构的高频变压器磁芯是不需要有去磁绕组的，因为初级获得的能量都会完全传递到次级。
但是实际的情况是因为磁芯工作的区间的第一象限，每次初级获得能量在传递到次级时，磁芯都会有一些能量的残留，当残留的能量不断累加到达磁芯饱和的阙值点时，变压器发生磁饱和（磁通量为零，电流无穷大，至此变压器就会烧毁）。
为了防止变压器磁饱和，需要加入去磁绕组（也称复位绕组）。
去磁绕组的方向和初级绕组的方向正好相反，每次初级将能量传递到次级时，残余的能量和去磁绕组中的能量方向相反，正好抵消。
至于去磁绕组和初级绕组是如何绕制的，查了几本书，都说是紧密绕制。
在《变压器与电感器设计》（龚绍文翻译）这本书中写道是双线并绕，我想了很长时间没有搞懂。
铁氧体是一种半导体
下，双向对称磁化测试结果。该曲线是高频应用选择磁感应摆幅的依据。 从以上分析可见，对于使用者来说，磁芯总是工作在高温下，为了减少体积，磁元件设计时，
总是按最高温升选取参数。因此，铁氧体高温性能才是设计者感兴趣的：磁化曲线的高温饱和磁感 应，是电感或变压器工作磁感应最大限值；损耗的温度特性限制了磁芯最大工作温度；损耗与频率、 磁感应摆幅的关系限制了高频下可选择的磁通密度摆幅。
少磁感应摆幅使磁芯温升不超过允许值。表 4-15 给出不同公司
损耗曲线拟合数据。
0 2 4 6 8 10A/cm
25℃
100℃
图 4-19 铁氧体低频磁滞回线
300 pv
kW/cm3
200
fB (kHz)(mT) 100 100 500 50
图 4-20 是在不同的磁感应摆幅和频率时，比损耗与磁材料温
如果磁芯截面积是不均匀的，通常磁芯有一个最小截面积 Amin，在此截面上磁芯的磁感应强度
为最大。即此磁芯截面不饱和，整个磁芯就不饱和。高频时最小截面损耗最大。
B 电感系数(AL) 为了使磁芯电感容易计算，在手册中给出电感系数 AL，它表示磁芯具有 1 匝（或规定整数匝,
例如 1000 匝）线圈时的电感量。如果线圈为 N 匝，电感量为
55
开关电源中磁性元器件 赵修科
铁氧体与其它软磁材料比较，虽然饱和磁感应比较低 （0.5T），而且温度影响大。但其电阻率高，高频损耗小。 在高频时，由于损耗限制磁感应摆幅，工作磁感应远小于饱
pv mW/cm3 103
和磁感应。因此饱和磁感应低的缺点显得不重要了。又因铁
氧体材料已有多种材料和磁芯规格满足各种要求，加之价格 102 较其它材料低廉，铁氧体是目前在开关电源中应用最为广泛
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I 反激变换器是输出与输入隔离的最简单
的变换器。输出滤波仅需要一个滤波电 容，不需要体积、重量较大的电感，较 低的成本。尤其在高压输出时，避免高 压电感和高压续流二极管。
Ui L Uo S S
8
Ui D
Uo
I
功率晶体管零电流开通，开通损耗小。而二极 管零电流关断，可以不考虑反向恢复问题。
I1p Tof I2p Io t D=Ton/T Ii
25
二极管承受的电压与断续相似
U DR = U + U
' o
' i max
/n
二极管电流定额
I 2a D I2 = ID = 1.57 1.57
输出电容电流有效值
Ic = Ia
(1 − D )D
根据电容电流有效值选择电容量或根据纹波 （∆U）、I2p、 ESR选择电容量，检查电流有 效值。
26
4. 临界连续模式
Ton
I
TR
输入平均电流是其峰值电流的D/2。如果D=0.5 ，Ii=I1p/4。很高的初级峰值电流要选择比连续 模式大得多电流定额功率管，适用于高的输入 电压（>100V）和较小输出功率。同时关断损 耗很大，漏感对效率影响大。
9
I
次级峰值电流高,当要求较小的输出纹波电压时， 这样高的峰值电流需要很大的输出滤波电容。同 时电容的交流有效值应满足电路要求。为了减少 输出纹波，这样极高的电流脉冲需要许多铝或鉭 电容并联，除非运用较贵的叠层电容。同时，在 关断时，初级峰值电流向次级转换，大的阶跃次 级峰值电流流入电容，在电容的ESR、ESL上引 起很窄尖峰（脉宽通常<0.5µs,取决于上升时间）。 附加LC滤波问题和电容失效。 低输入电压和低输出电求情况下，输出功率受 到限制，初级和次级电感太小，生产困难。否 2 ' 则降低开关频率。 ( U i min Dmax ) ηT L1 = 2 fPo'
6
在导通期间，初级存储的能量
W=
I
L1 I12p 2
2 1p
稳态时，输入功率为
Pi = Wf =
I
L1 fI 2
=
Po
η
（2)
截止时，次级电流以斜率Uo/L2下降，在TR(<Tof )下降到零，将式（1)代入式（2)，得到输出功 率为
( U i D )2 η Po = 2 fL1
(3)
7
电路特点
U iTon − ic1 = = β L1 β
I1p R5
I1 p
U3 Uc2
晶体管退出饱和，各线圈感应电势反号，加速 S2截止。次级二极管导通，对输出电容、负载 供电。输出电容电压增高，次级电流下降。当 i2下降到零，S2又自激。新的周期开始。
29
稳态工作
当输出电压建立以后 ，电压反馈R11,R12、 Dz (431) 、光耦（GU）工作。控制S2基极电流，将S2基极 电流分流，使得初级峰值电流在比启动峰值电流 小时关断，当满足以下关系时，输出电压稳定：
2 Po' U i' D = I1 p = ηfL1 fL1
临界连续是连续特例，输出与输入关系为
U i' D N1 = n= ' U o (1 − D ) N 2
按最低输入电压时，D＝0.5选择匝比。电流关系 相似于断续，只是式中DR换成（1-D），电压关 系相似于连续。式(9)决定初级电感。
30
电路设计若干问题
18
4) 决定线圈匝数
根据电磁感应定律，决定线圈匝数N
L∆I max N= ∆Bmax Ae
(11)
一般先从最小电感算起，因匝数取整对铜损耗影 响大。取（偏大）整，保证要求电感量（偏小）。 根据匝比再求另一个匝数和电感量。 如果取整变比变化不大，计算初级电流（式（1)） 和次级电流峰值。
19
5) 线圈导线尺寸
Ui N1 S N2 N3 Uo1
U o2
Uo2
N3 = U o1 N2
11
I
b. 为了减少漏感引起的电压尖峰，可在变压器 初级并联稳压管或RCD电路吸收漏感能量。以 稳压管箝位电路为例来说明漏感对损耗的影响
。
12
当功率管关断时，初级电流趋向减少，初级感应 电势反号，次级二极管导通，由于漏感存在，初 级线圈两端电压为
U i' min Dmax 初级电流峰值 I1 p = L1 f
I1p Ton
初级电流有效值 I1 = I1 p
Dmax 3
Acu1 = 0.144 I1 p Dmax 导线尺寸：截面积：
(j=4A/mm2)
次级电流峰值 I 2 p = nI1 p 次级电流持续占空比 DR = U ' o
L2 I 2 p f
15
在最低输入电压U’imin（Dmax)时，变压器实际输 出功率与输入功率关系（式（3））
P =
' 0
(U
' i min
Dmax ) ηT ' = Pi ηT 2 fL1
2
I
次级输出功率
P = Wo
' o
( ) U D f =
' o R max
2
2 L2 f
两者相等，得到变压器变比
N1 U D n= = N2 U D
5
在功率开关S再次导通前，次级电流下降到零的 工作模式称为断续模式.电路进入稳态，输出电 压稳定U0
I1p Tof I2p Io t Ii t
2.断续工作模式
Ton
I
TR
当功率开关导通（Ton)时，次级二极管截止，有
di 1 U i I 1 p = = dt L1 Ton
U iTon U i D = 或 I1 p = L1 L1 f （1)
I 2 p × 65 × 10 −6 ∆U pp
I2p TR Tof
输出滤波电容选择 C =
应当检查电容在该频率有效值IC> I 22 − I o2 。不 满足时，采用多个并联，或加LC滤波。
22
3. 连续模式
1) 从断续模式到连续模式
∆I
I1p
I1a t
I2p
I2a t
23
Ton TR
Ton Tof
I
当接通电源输出电压尚未建立时，功率开关关断 由 U e = I e R5 ≈ 0.6V 引起的，初级电流达到最大值 。此峰值电流必须大于最低输入电压时稳态峰值 电流，否则不能启动。即
I1 p = 2 Po' 0.6 ≤ I1 p max = fL1ηT R5
I
根据电磁感应定律磁芯中的磁通密度最大值为
电路总效率
η = η i × ηT × η o
14
符号定义
变压器初级感应电势
U = U i − U ces − I i Ri
' i
Ri－输入回路所有电阻
满足输出电压时，变压器次级感应电势
U = U o + U D + I o Ro
' o
Ro－输出回路所有电阻。
因为输入或输出一个回路，电流相同，效率 等于电压比。变压器损耗是磁芯和漏感引起 的损耗。
di1 U i = L1 dt
初级电流为
Ui i1 = ic = t L1
28
初级电流随时间截止，S1也 截止。当Ue=ieR5>0.6V时，S1导通对S2基极电流 分流，当
ib ≈
U 3 − I1 p R5 − U c 2 − U be R3
R3 R1 Ic1
di1 Ls + U 1' = U z dt
从I1p下降到零的时间为
ts = Ls I1 p U z − U 1'
（4)
' U 1' = nU 0
I1p
I2p ts
在稳压管在ts期间损耗功率为
2 L I t Uz 1 s 1p s Pz = I1 pU z × = ⋅ ' 2 T 2 U z −Uo
' i min max ' o R max
ηT
（7)
通常Dmax=0.5, Drmax=0.45~0.5
16
考虑了总效率，变压器的变比
N1 U i min Dmax = ηiηo ηT n= N 2 U o DR max
2) 求初级电感量
（8)
L1
式中
' o
( U =
' i min
Dmax ) ηT ' 2 fPo
（13)
24
如果初级电感是线性电感，选取∆φ/φ=0.2=∆I/Ia。 初级电感
U D η (U Dmax ) = L1 ≥ ∆I1 f 0.2 Po' f
' i ' i min 2
功率开关截止期间承受的电压
U CE = U i max U i max + nU = 1− D
' o
选择功率开关电压定额(U(BR)CEX)大于(UCE+ 0.3Uimax) 功率管电流定额ICM>2Ia。高压功率管电流放 大倍数一般 在15~35之间。
反激变换器
南京航空航天大学自动化学院 赵修科
1
内容：
I基本原理 I反激变换器断续模式 I反激变换器连续模式 IRCC变换器
2
反激变换器基本电路
3
1. 基本原理
I
在开关S导通时间，输入电压Ui加在变压器T初 级，同名端 ‘•’ 相对异名端为负，次级二极管D 反偏截止。初级电流线性上升（线性电感）， 变压器作为电感运行: Ae dB di1 U i = L1 = N1 dt dt
次级导线尺寸：截面积： Acu 2 = 0.144 I 2 p DR
的变换器。输出滤波仅需要一个滤波电 容，不需要体积、重量较大的电感，较 低的成本。尤其在高压输出时，避免高 压电感和高压续流二极管。
Ui L Uo S S
8
Ui D
Uo
I
功率晶体管零电流开通，开通损耗小。而二极 管零电流关断，可以不考虑反向恢复问题。
I1p Tof I2p Io t D=Ton/T Ii
25
二极管承受的电压与断续相似
U DR = U + U
' o
' i max
/n
二极管电流定额
I 2a D I2 = ID = 1.57 1.57
输出电容电流有效值
Ic = Ia
(1 − D )D
根据电容电流有效值选择电容量或根据纹波 （∆U）、I2p、 ESR选择电容量，检查电流有 效值。
26
4. 临界连续模式
Ton
I
TR
输入平均电流是其峰值电流的D/2。如果D=0.5 ，Ii=I1p/4。很高的初级峰值电流要选择比连续 模式大得多电流定额功率管，适用于高的输入 电压（>100V）和较小输出功率。同时关断损 耗很大，漏感对效率影响大。
9
I
次级峰值电流高,当要求较小的输出纹波电压时， 这样高的峰值电流需要很大的输出滤波电容。同 时电容的交流有效值应满足电路要求。为了减少 输出纹波，这样极高的电流脉冲需要许多铝或鉭 电容并联，除非运用较贵的叠层电容。同时，在 关断时，初级峰值电流向次级转换，大的阶跃次 级峰值电流流入电容，在电容的ESR、ESL上引 起很窄尖峰（脉宽通常<0.5µs,取决于上升时间）。 附加LC滤波问题和电容失效。 低输入电压和低输出电求情况下，输出功率受 到限制，初级和次级电感太小，生产困难。否 2 ' 则降低开关频率。 ( U i min Dmax ) ηT L1 = 2 fPo'
6
在导通期间，初级存储的能量
W=
I
L1 I12p 2
2 1p
稳态时，输入功率为
Pi = Wf =
I
L1 fI 2
=
Po
η
（2)
截止时，次级电流以斜率Uo/L2下降，在TR(<Tof )下降到零，将式（1)代入式（2)，得到输出功 率为
( U i D )2 η Po = 2 fL1
(3)
7
电路特点
U iTon − ic1 = = β L1 β
I1p R5
I1 p
U3 Uc2
晶体管退出饱和，各线圈感应电势反号，加速 S2截止。次级二极管导通，对输出电容、负载 供电。输出电容电压增高，次级电流下降。当 i2下降到零，S2又自激。新的周期开始。
29
稳态工作
当输出电压建立以后 ，电压反馈R11,R12、 Dz (431) 、光耦（GU）工作。控制S2基极电流，将S2基极 电流分流，使得初级峰值电流在比启动峰值电流 小时关断，当满足以下关系时，输出电压稳定：
2 Po' U i' D = I1 p = ηfL1 fL1
临界连续是连续特例，输出与输入关系为
U i' D N1 = n= ' U o (1 − D ) N 2
按最低输入电压时，D＝0.5选择匝比。电流关系 相似于断续，只是式中DR换成（1-D），电压关 系相似于连续。式(9)决定初级电感。
30
电路设计若干问题
18
4) 决定线圈匝数
根据电磁感应定律，决定线圈匝数N
L∆I max N= ∆Bmax Ae
(11)
一般先从最小电感算起，因匝数取整对铜损耗影 响大。取（偏大）整，保证要求电感量（偏小）。 根据匝比再求另一个匝数和电感量。 如果取整变比变化不大，计算初级电流（式（1)） 和次级电流峰值。
19
5) 线圈导线尺寸
Ui N1 S N2 N3 Uo1
U o2
Uo2
N3 = U o1 N2
11
I
b. 为了减少漏感引起的电压尖峰，可在变压器 初级并联稳压管或RCD电路吸收漏感能量。以 稳压管箝位电路为例来说明漏感对损耗的影响
。
12
当功率管关断时，初级电流趋向减少，初级感应 电势反号，次级二极管导通，由于漏感存在，初 级线圈两端电压为
U i' min Dmax 初级电流峰值 I1 p = L1 f
I1p Ton
初级电流有效值 I1 = I1 p
Dmax 3
Acu1 = 0.144 I1 p Dmax 导线尺寸：截面积：
(j=4A/mm2)
次级电流峰值 I 2 p = nI1 p 次级电流持续占空比 DR = U ' o
L2 I 2 p f
15
在最低输入电压U’imin（Dmax)时，变压器实际输 出功率与输入功率关系（式（3））
P =
' 0
(U
' i min
Dmax ) ηT ' = Pi ηT 2 fL1
2
I
次级输出功率
P = Wo
' o
( ) U D f =
' o R max
2
2 L2 f
两者相等，得到变压器变比
N1 U D n= = N2 U D
5
在功率开关S再次导通前，次级电流下降到零的 工作模式称为断续模式.电路进入稳态，输出电 压稳定U0
I1p Tof I2p Io t Ii t
2.断续工作模式
Ton
I
TR
当功率开关导通（Ton)时，次级二极管截止，有
di 1 U i I 1 p = = dt L1 Ton
U iTon U i D = 或 I1 p = L1 L1 f （1)
I 2 p × 65 × 10 −6 ∆U pp
I2p TR Tof
输出滤波电容选择 C =
应当检查电容在该频率有效值IC> I 22 − I o2 。不 满足时，采用多个并联，或加LC滤波。
22
3. 连续模式
1) 从断续模式到连续模式
∆I
I1p
I1a t
I2p
I2a t
23
Ton TR
Ton Tof
I
当接通电源输出电压尚未建立时，功率开关关断 由 U e = I e R5 ≈ 0.6V 引起的，初级电流达到最大值 。此峰值电流必须大于最低输入电压时稳态峰值 电流，否则不能启动。即
I1 p = 2 Po' 0.6 ≤ I1 p max = fL1ηT R5
I
根据电磁感应定律磁芯中的磁通密度最大值为
电路总效率
η = η i × ηT × η o
14
符号定义
变压器初级感应电势
U = U i − U ces − I i Ri
' i
Ri－输入回路所有电阻
满足输出电压时，变压器次级感应电势
U = U o + U D + I o Ro
' o
Ro－输出回路所有电阻。
因为输入或输出一个回路，电流相同，效率 等于电压比。变压器损耗是磁芯和漏感引起 的损耗。
di1 U i = L1 dt
初级电流为
Ui i1 = ic = t L1
28
初级电流随时间截止，S1也 截止。当Ue=ieR5>0.6V时，S1导通对S2基极电流 分流，当
ib ≈
U 3 − I1 p R5 − U c 2 − U be R3
R3 R1 Ic1
di1 Ls + U 1' = U z dt
从I1p下降到零的时间为
ts = Ls I1 p U z − U 1'
（4)
' U 1' = nU 0
I1p
I2p ts
在稳压管在ts期间损耗功率为
2 L I t Uz 1 s 1p s Pz = I1 pU z × = ⋅ ' 2 T 2 U z −Uo
' i min max ' o R max
ηT
（7)
通常Dmax=0.5, Drmax=0.45~0.5
16
考虑了总效率，变压器的变比
N1 U i min Dmax = ηiηo ηT n= N 2 U o DR max
2) 求初级电感量
（8)
L1
式中
' o
( U =
' i min
Dmax ) ηT ' 2 fPo
（13)
24
如果初级电感是线性电感，选取∆φ/φ=0.2=∆I/Ia。 初级电感
U D η (U Dmax ) = L1 ≥ ∆I1 f 0.2 Po' f
' i ' i min 2
功率开关截止期间承受的电压
U CE = U i max U i max + nU = 1− D
' o
选择功率开关电压定额(U(BR)CEX)大于(UCE+ 0.3Uimax) 功率管电流定额ICM>2Ia。高压功率管电流放 大倍数一般 在15~35之间。
反激变换器
南京航空航天大学自动化学院 赵修科
1
内容：
I基本原理 I反激变换器断续模式 I反激变换器连续模式 IRCC变换器
2
反激变换器基本电路
3
1. 基本原理
I
在开关S导通时间，输入电压Ui加在变压器T初 级，同名端 ‘•’ 相对异名端为负，次级二极管D 反偏截止。初级电流线性上升（线性电感）， 变压器作为电感运行: Ae dB di1 U i = L1 = N1 dt dt
次级导线尺寸：截面积： Acu 2 = 0.144 I 2 p DR