反激变换器的原理与设计(经典)

反激变换器原理
反激变换器是一种常用的电力电子变换器，通过将输入的直流电压变换成所需的输出电压来实现能量的转换。

它由高频开关管、变压器、整流电路、滤波电路和控制电路等组成。

反激变换器的工作原理如下：
1. 开关管控制：反激变换器中的高频开关管（如MOSFET或IGBT）通过开关动作，周期性地打开和关闭。

开关管的导通
和截止决定了输入电压是否能够向变压器传递。

2. 能量储存：当开关管导通时，输入电压通过变压器的主绕组向储能元件（如电感、变压器副绕组或电容）储存能量。

由于能量储存元件的特性，电流开始增加，同时电压开始降低。

3. 能量释放：当开关管截止时，储能元件会释放储存的能量。

电感元件的电流开始减小，通过变压器的副绕组向输出端提供能量。

此时输出端的电压会升高。

4. 输出整流：变压器副绕组的电压经过整流电路（如二极管桥）后，变成直流电压，用于供应负载。

5. 控制电路：反激变换器需要一个控制电路来监测输出电压，并根据需要调整开关管的导通和截止时机，以使输出电压保持稳定。

控制电路通常使用反馈回路和比较器来实现。

根据所需的输出电压和负载性质，反激变换器可以选择多种拓
扑结构，如单端反激、双端反激等。

同时，反激变换器还可以通过合理的设计，在开关管截止时将储能元件的能量转移到输入电压源中，实现能量的回馈，提高整体效率。

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。

它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。

下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。

1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。

此时二极管（D）关断。

在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。

电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。

漏感中储存的能量也开始传输。

此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。

2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。

无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。

（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。

合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。

（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。

电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。

（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。

滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。

（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。

总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。

设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。

这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。

一、 单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。

工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

3、工作波形工作波形如下：连续工作模式： 断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1） 连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2） 而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1）） （1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10） 将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13） 将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、 双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。

有源箝位反激变换器分析与设计时间：2012-01-10 18:30:38 来源：作者：1. 引言反激(Flyback)变换器由于具有电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、电压升/降范围宽、易于多路输出等优点，因而广泛用于中小功率变换场合。

但是，反激变换器功率开关电压、电流应力大，漏感引起的功率开关电压尖峰必须用箝位电路来限制。

作者在文献[1]中对RCD箝位、LCD箝位、有源箝位反激变换器进行了比较研究，得出有源箝位技术使反激变换器获得最优综合性能的结论。

图1 有源箝位反激变换器电路拓扑图2 有源箝位反激变换器原理波形2. 有源箝位反激变换器稳态原理分析有源箝位反激变换器电路拓扑及原理波形，分别如图1、图2所示[2]。

变压器用磁化电感Lm、谐振电感Lr(包括变压器漏感和外加小电感)和只有变比关系的理想变压器T表示，Cr为等效电容，包括两个开关S和SC的输出电容。

稳态工作时，每个开关周期分为七个开关状态阶段，各开关状态等值电路如图3所示。

七个开关状态为：① t=t0～t1：t0时刻，功率开关S开通，箝位开关SC及其寄生二极管Dc与整流二极管D均截止，Lm与Lr线性充电；② t=t1～t2：t1时刻，S关断，磁化电感电流即谐振电感电流以谐振方式对Cr充电，开关管S漏源电压uDS近似线性上升；③ t=t2～t3：t2时刻，uDS上升到Ui+uC，DC开通，将Lr和Lm串联支路端电压箝位在uC≈Uo(N1/N2)，磁化电流通过箝位支路对CC充电（CC>Cr）,u1下降规律为u1=-uCLm/(Lr+Lm)；④ t=t3～t4：t3时刻，u1已经下降到使D正偏导通，随后u1箝位在-Uo(N1/N2)，Lr和CC开始谐振，Lr上的电压为uC-Uo(N1/N2)，iC下降速率为[uC-Uo(N1/N2)]/Lr，在iC开始反向之前开通SC，SC便获得了零电压开通(ZVS)；⑤ t=t4～t5：t4时刻，SC关断，Lr与Cr谐振，在Cr放电期间u1仍然被箝位在-Uo(N1/N2)值上；⑥ t=t5～t6：t5时刻，uDS=0，假定Lr储能大于Cr储能，足以使S体内寄生二极管Ds开通，Lr 上电压箝位在Ui+Uo(N1/N2)值上，则副边整流二极管D中电流i2下降速率为(Lm>>Lr) (1)⑦ t6～t7：t6时刻S零电压ZVS开通，随着iLr上升，i2逐渐下降，t7时刻iLr已上升到磁化电流iLm值，i2=0，D反偏，u1由-Uo(N1/N2)变为Ui，随后Lm和Lr再次线性充电，新的PWM开关周期又开始了。

反激式变换器原理设计与实用1、引言反激式转换器又称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故而得名。

在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

其优点如下：a、电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前己可实理交流输入85-265V间，无需切换而达到稳定输出的要求；c、转换效率高，损失小；d、变压器匝数比值小。

2、反激变换器工作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其工作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip²/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流二极管D反向偏压而止，无能量传送到负载。

当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产生一反向电动势，此时输出整流二极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的大小将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。

（其中Vin:输入直流电压；Dmax：最大占空比Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极工作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。

因Il=Io，故当Io一定时，匝比N的大小即决定了Id的大小。

原边峰值电流Ip也可用下面公式表示：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。

推导过程如下：∵一个工作周期内T输出功率可表示为：Po=Lp* Ip²*n/2T。

5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。

反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。

由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。

5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。

L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。

oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。

因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。

在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。

可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。

显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。

反激式开关电源设计详解
一、反激式开关电源的结构与工作原理
反激式开关电源（也称为反激变换器）是一种半桥变换器，它由开关
电源的基本组成部件组成，其中包括变压器、控制器IC、开关电源模块、电容器等部件。

反激式开关电源的工作原理是利用反馈信号（也称为反激
信号）来实现开关控制，它可以检测输出电压（也称为反馈电压），并将
其与预设的电压比较，然后根据比较结果改变开合时间，使输出电压保持
稳定，这就是其原理。

另外，反激式开关电源还具有以下特点：
（1）反激式开关电源的效率比直流-直流变换器的效率要高得多，可
以达到90%以上。

（2）反激式开关电源的输入电压范围宽，适用于家用电器的输入，
其输入电压范围可以达到85V~265V，可以兼容不同的地区的电压范围。

（3）反激式开关电源的输出电流调节范围较宽，可以调节电流的幅
度达到一定范围内，以满足家用电器对电流稳定性的要求。

反激变压器原理与设计
在工作原理上，反激变压器首先通过一个开关管（一般为MOSFET或IGBT）将输入电源与主电感连接。

当开关管导通时，输入电流经过主电感，这时主电感累积了电能。

当开关管关断时，主电感的电流突然减小，这导致主电感上出现一个
反向电压。

由于保持电压不变的原理，主电感上的反向电压将使得次电感
端口上的电压急剧升高。

接着，依靠这个急剧升高的电压，就可以将储存在次电感中的电能释
放出来，驱动负载电路。

通过控制开关管的导通与关断，可以调整反激变
压器的输出电压与电流。

在反激变压器的设计中，需要考虑以下几个方面：
1.输入输出电压与电流的选择：通过仔细设计反激变压器的电感与绕组，可以实现所需的输入输出电压与电流。

2.能量传输效率：提高反激变压器的能量传输效率可以减少能量损耗
与热量产生，同时也能够提升整个电子设备的性能。

3.开关管的选择：开关管的导通与关断速度对反激变压器的工作效果
有很大的影响。

因此，选择合适的开关管可以提高反激变压器的性能与可
靠性。

4.保护措施：由于反激变压器通常工作于高频交流输入信号下，因此
需要采取一系列保护措施，以确保其安全可靠地工作。

总结起来，反激变压器是一种通过储能与释能方式实现电能转换的特
殊变压器。

在设计反激变压器时，需要考虑输入输出电压与电流的选择、
能量传输效率、开关管的选择以及保护措施等因素。

这些设计原理与策略能够确保反激变压器在电子设备中正常高效地工作。

反激式(RCD)开关电源原理及设计[导读]反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

关键词：反激式开关电源因该电源是公司产品的一个配套使用，且各项指标都不是要求太高，故选用最常用的反激拓扑，这样既可以减小体积（给的体积不算大），还能降低成本，一举双的！反激拓扑的前身是Buck-Boost变换器，只不过就是在Buck-Boost变换器的开关管和续流二极管之间放入一个变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种方式，因此，反激变换器也就是带隔离的Buck-Boost变换器。

先学习下Buck-Boost变换器工作原理简单介绍下1.在管子打开的时候，二极管D1反向偏置关断，电流Is流过电感L，电感电流IL线性上升，储存能量！2.当管子关断时，电感电流不能突变，电感两端电压反向为上负下正，二极管D1正向偏置开通！给电容C充电及负载提供能量！3.接着开始下个周期！从上面工作可以看出，Buck-Boost变换器是先储能再释放能量，VS不直接向输出提供能量，而是管子打开时，把能量储存在电感，管子关断时，电感向输出提供能量！根据电流的流向，可以看出上边输出电压为负输出！根据伏秒法则Vin*Ton=Vout*ToffTon=T*DToff=T*（1-D）代入上式得Vin*D=Vout*（1-D）得到输出电压和占空比的关系Vout=Vin*D/（1-D）看下主要工作波形从波形图上可以看出，晶体管和二极管D1承受的电压应力都为Vs+Vo（也就是Vin+Vout）；再看最后一个图，电感电流始终没有降到0，所以这种工作模式为电流连续模式（Ccm模式）。

如果再此状态下把电感的电感量减小，减到一定条件下，会出现这个波形！从上图可以看出，电感电流始终降到0后再到最大，所以这种模式叫不连续模式（DCM模式）。

反激变压器原理及设计方法本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=V o+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.连续电流模式(CCM)模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格..输入电压范围V in=85—265V ac;.输出电压/负载电流:V out1=5V/10A,V out2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压V in(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [V in(min)* Dmax]/ [(V out+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*V in(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= V in(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子A w*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;A w*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积A w=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*A w=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ V in(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低V in(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* V in(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html。