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反激式变压器设计原理绿色节能PWM控制器CR68XXCR6848低功耗的电流模PWM反激式控制芯片成都启达科技有限公司联系人：陈金元TEL:电话/传真：-218电邮:；MSN:概述：CR6848是一款高集成度、低功耗的电流模PWM控制芯片，适用于离线式AC-DC反激拓扑的小功率电源模块。
特点：电流模式PWM控制低启动电流低工作电流极少的外围元件片内自带前沿消隐(300nS) 额定输出功率限制欠压锁定(12.1V~16.1V) 内建同步斜坡补偿PWM工作频率可调输出电压钳位(16.5V) 周期电流限制软驱动2000V的ESD保护过载保护过压保护（27V）60瓦以下的反激电源SOT23-6L、DIP8封装应用领域：本芯片适用于：电池充电器、机顶盒电源、DVD 电源、小功率电源适配器等60 瓦以下(包括60 瓦)的反激电源模块。
兼容型号：SG6848/SG5701/SG5848/LD7535/LD7550/OB2262/OB2263。
原生产厂家现货热销！-218，。
CR6842兼容SG6842J/LD7552/OB2268/OB2269。
绿色节能PWM控制器AC-DC产品型号功能描述封装形式兼容型号CR6848 低成本小功率绿色SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器LD7535/LD7550OB2262/OB2263CR6850 新型低成本小功率绿色SG6848/SG5701/SG5848节能PWM控制器SOT-26/DIP-8 LD7535/LD7550SOP-8OB2262/OB2263CR6851 具有频率抖动的低成本SOT-26/DIP-8 SG6848/SG5701/SG5848绿色节能PWM控制器SOP-8 LD7535/LD755OB2262/OB2263CR6842 具有频率抖动的大功能DIP-8 兼容SG6842J/LD7552绿色节能PWM控制器SOP-8 OB2268/OB2269CR5842 具有频率抖动的多保护功能DIP-8大功率绿色节能PWM控制器SOP-8CR6505 半桥ATX电源PWM控制器DIP-16 兼容WT7514，AT2005CR6515 半桥ATX电源PWM控制器+TL431 DIP-20 兼容SG6105CR6561 有源PFC控制器DIP-8、SOP-8(Flyback Transformer Design Theory)第一节. 概述.反激式(Flyback)转换器又称单端反激式或"Buck-Boost"转换器.因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量故而得名.离线型反激式转换器原理图如图.一、反激式转换器的优点有:1. 电路简单,能高效提供多路直流输出,因此适合多组输出要求.2. 转换效率高,损失小.3. 变压器匝数比值较小.4. 输入电压在很大的范围内波动时,仍可有较稳定的输出,目前已可实现交流输入在85~265V间.无需切换而达到稳定输出的要求.二、反激式转换器的缺点有:1. 输出电压中存在较大的纹波,负载调整精度不高,因此输出功率受到限制,通常应用于150W以下.2. 转换变压器在电流连续(CCM)模式下工作时,有较大的直流分量,易导致磁芯饱和,所以必须在磁路中加入气隙,从而造成变压器体积变大.3. 变压器有直流电流成份,且同时会工作于CCM / DCM两种模式,故变压器在设计时较困难,反复调整次数较顺向式多,迭代过程较复杂.第二节. 工作原理在图1所示隔离反驰式转换器(The isolated flyback converter)中, 变压器" T "有隔离与扼流之双重作用.因此" T "又称为Transformer- choke.电路的工作原理如下:当开关晶体管 Tr ton时,变压器初级Np有电流 Ip,并将能量储存于其中(E = Lp Ip/ 2).由于Np与Ns极性相反,此时二极管D反向偏压而截止,无能量传送到负载.当开关Tr off 时,由楞次定律 : (e = -N△Φ/△T)可知,变压器原边绕组将产生一反向电势,此时二极管D正向导通,负载有电流IL流通.反激式转换器之稳态波形如图2.由图可知,导通时间 ton的大小将决定Ip、Vce的幅值:Vcemax = VIN/ 1-DmaxVIN : 输入直流电压 ; Dmax: 最大工作周期Dmax = ton/ T由此可知,想要得到低的集电极电压,必须保持低的Dmax ,也就是Dmax＜0.5,在实际应用中通常取D max = 0.4,以限制Vcemax≦ 2.2VIN.开关管Tr on时的集电极工作电流Ie,也就是原边峰值电流Ip为: Ic = Ip = IL/ n. 因IL = Io,故当Io一定时,匝比 n的大小即决定了Ic的大小,上式是按功率守恒原则,原副边安匝数相等 NpIp = NsIs而导出. Ip亦可用下列方法表示:I c = I p = 2P o / (η*V IN公式导出如下:输出功率: Po = LIp2输入电压: V IN = L di / dtV IN = LI p f / D max或则Po又可表示为:P o= ηV IN f D max I p2 / 2f I p∴I p = 2P o/ ηV IN D上列公式中 :VIN:Dmax:Lp:Ip:f : 转换频率电流,反激式变换器一般工作于两种工作方式 :1. 电感电流不连续模式DCM (Discontinuous Inductor Current Mode)或称 " 完全能量转换 ": ton时储存在变压器中的所有能量在反激周期 (toff)中都转移到输出端.2. 电感电流连续模式CCM ( Continuous Inductor Current Mode) 或称 " 不完全能量转换 " : 储存在变压器中的一部分能量在toff 末保留到下一个ton周期的开始.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在 CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.DCM和CCM在小信号传递函数方面是极不相同的,其波形如图3.图3 DCM / CCM原副边电流波形图实际上,当变换器输入电压VIN 在一个较大范围内发生变化,或是负载电流 IL在较大范围内变化时,必然跨越着两种工作方式.因此反激式转换器要求在DCM / CCM都能稳定工作.但在设计上是比较困难的.通常我们可以以DCM / CCM临界状态作设计基准.,并配以电流模式控制PWM.此法可有效解决DCM时之各种问题,但在CCM时无消除电路固有的不稳定问题.可用调节控制环增益编离低频段和降低瞬态响应速度来解决CCM时因传递函数 " 右半平面零点 "引起的不稳定.在稳定状态下,磁通增量ΔΦ在t on时的变化必须等于在"t off"时的变化,否则会造成磁芯饱和.因此,ΔΦ = VIN ton/ Np= Vs*toff/ Ns即变压器原边绕组每匝的伏特/秒值必须等于副边绕组每匝伏特/秒值.比较图3中DCM与CCM之电流波形可以知道:DCM状态下在Tr ton期间,整个能量转移波形中具有较高的原边峰值电流,这是因为初级电感值Lp 相对较低之故,使Ip急剧升高所造成的负面效应是增加了绕组损耗(winding lose)和输入滤波电容器的涟波电流,从而要求开关晶体管必须具有高电流承载能力,方能安全工作.在CCM状态中,原边峰值电流较低,但开关晶体在ton状态时有较高的集电极电流值.因此导致开关晶体高功率的消耗.同时为达成CCM,就需要有较高的变压器原边电感值Lp,在变压器磁芯中所储存的残余能量则要求变压器的体积较DCM时要大,而其它系数是相等的.综上所述,DCM与CCM的变压器在设计时是基本相同的,只是在原边峰值电流的定义有些区别 ( CCM时 Ip = Imax - Imin).第三节 FLYBACK TANSFORMER DESIGN一、FLYBACK变压器设计之考量因素:1. 储能能力.当变压器工作于CCM方式时,由于出现了直流分量,需加AIR GAP,使磁化曲线向H 轴倾斜,从而使变压器能承受较大的电流,传递更多的能量.Ve: 磁芯和气隙的有效体积.or P = 1/2Lp (Imax2 - Imin2)式中Imax , Imin——为导通周期末,始端相应的电流值.由于反激式变压器磁芯只工作在第一象限磁滞回线,磁芯在交、直流作用下的 B.H效果与AIR GAP大小有密切关联,如图4.在交流电流下气隙对ΔBac无改变效果,但对ΔHac将大大增加,这是有利的一面,可有效地减小CORE的有效磁导率和减少原边绕组的电感.在直流电流下气隙的加入可使CORE承受更加大的直流电流去产生HDC ,而BDC却维持不变,因此在大的直流偏置下可有效地防止磁芯饱和,这对能量的储存与传递都是有利的. 当反激变压器工作于CCM时,有相当大的直流成份,这时就必须有气隙.外加的伏秒值,匝数和磁芯面积决定了B轴上ΔBac值; 直流的平均电流值,匝数和磁路长度决定了H轴上HDC值的位置. ΔBac对应了ΔHac值的范围.可以看出,气隙大ΔHac就大. 如此,就必须有足够的磁芯气隙来防止饱和状态并平稳直流成分.图 4 有无气隙时返驰变压器磁芯第一象限磁滞回路2. 传输功率 .由于CORE材料特性,变压器形状(表面积对体积的比率),表面的热幅射,允许温升,工作环境等的不特定性,设计时不可把传输功率与变压器大小简单的作联系,应视特定要求作决策.因此用面积乘积法求得之AP值通常只作一种参考. 有经验之设计者通常可结合特定要求直接确定CORE之材质,形状,规格等.3. 原,副边绕组每匝伏数应保持相同.设计时往往会遇到副边匝数需由计算所得分数匝取整,而导致副边每匝伏数低于原边每匝伏数. 如此引起副边的每匝伏秒值小于原边,为使其达到平衡就必须减小 ton时间,用较长的时间来传输电能到输出端. 即要求导通占空比D小于0.5. 使电路工作于DCM模式.但在此需注意: 若 Lp太大,电流上升斜率小,ton时间又短(＜50%),很可能在"导通"结束时,电流上升值不大,出现电路没有能力去传递所需功率的现象. 这一现象是因系统自我功率限制之故.可通过增加AIR GAP和减小电感Lp,使自我限制作用不会产生来解决此问题.4. 电感值Lp .电感Lp在变压器设计初期不作重点考量. 因为Lp只影响开关电源的工作方式. 故此一参数由电路工作方式要求作调整. Lp的最大值与变压器损耗最小值是一致的. 如果设计所得Lp大,又要求以CCM方式工作,则刚巧合适. 而若需以DCM方式工作时,则只能用增大AIR GAP,降低Lp来达到要求,这样,一切均不会使变压器偏离设计.在实际设计中通过调整气隙大小来选定能量的传递方式(DCM / CCM) . 若工作于DCM方式,传递同样的能量峰值电流是很高的. 工作中开关Tr,输出二极体D以及电容C产生最大的损耗,变压器自身产生最大的铜损(I2R). 若工作于CCM方式,电感较大时,电流上升斜率低虽然这种状况下损耗最小,但这大的磁化直流成分和高的磁滞将使大多数铁磁物质产生磁饱和. 所以设计时应使用一个折衷的方法,使峰值电流大小适中,峰值与直流有效值的比值比较适中. 只要调整一个合适的气隙,就可得到这一传递方式,实现噪音小,效率合理之佳况.5. 磁饱和瞬时效应.在瞬变负载状况下,即当输入电压为VINmax 而负载电流为Iomin时,若Io突然增加,则控制电路会立即加宽脉冲以提供补充功率. 此时,会出现VINmax 和Dmax并存,即使只是一个非常短的时间,变压器也会出现饱和,引起电路失控. 为克服此一瞬态不良效应,可应用下述方法:变压器按高输入电压(VINmax),宽脉冲(Dmax)进行设计. 即设定低的ΔB工作模式,高的原边绕组匝数,但此方法之缺点是使变压器的效率降低.例 : 60watts ADAPTER POWER MAIN X'FMRINPUT : 90 ~ 264 Vac 47 ~ 63 HZ ;OUTPUT : DC 19V 0 ~ 3.16A ; Vcc = 12 V DC0.1Aη≧0.83 ; f s = 70KHZ ; Duty cylce over 50%△t ≦40o (表面) @ 60W ; X'FMR限高21mm.CASE Surface Temperature ≦78℃.Note : Constant V oltage & Current Design (CR6848，CR6850)Step1. 选择CORE材质,确定△B本例为ADAPTER DESIGN,由于该类型机散热效果差,故选择CORE材质应考量高Bs,低损耗及高μi材质,结合成本考量,在此选用Ferrite Core, 以TDK 之 PC40 or PC44为优选, 对比TDK DATA BOOK, 可知 PC44材质单位密度相关参数如下:μi = 2400 ±25% Pvc = 300KW / m2@100KHZ ,100℃Bs = 390mT Br = 60mT @ 100℃Tc = 215℃为防止X'FMR出现瞬态饱和效应, 此例以低△B设计.选△B = 60%Bm, 即△B = 0.6 * (390 - 60) = 198mT ≒0.2 TStep2 确定Core Size和 Type.以确定 size1> 求core APA P= A W*Ae=(P t*104)/(2ΔB*f s*J*K u)= [(60/0.83+60)*104]/(2*0.2*70*103*400*0.2) = 0.59cm4式中 Pt = Po /η +Po 传递功率;J : 电流密度 A / cm2 (300~500) ; Ku: 绕组系数 0.2 ~ 0.5 .2> 形状及规格确定.形状由外部尺寸,可配合BOBBIN, EMI要求等决定,规格可参考AP值及形状要求而决定, 结合上述原则, 查阅TDK之DATA BOOK,可知RM10, LP32/13, EPC30均可满足上述要求,但RM10和EPC30可用绕线容积均小于LP32/13,在此选用LP32/13 PC44,其参数如下:Ae = 70.3 mm2 Aw = 125.3mm2 AL = 2630±25% le = 64.0mmAP = 0.88 cm4Ve = 4498mm3 Pt = 164W ( forward )Step3 估算临界电流IOB ( DCM / CCM BOUNDARY )本例以IL达80% Iomax时为临界点设计变压器.即: I OB = 80%*I o(max) = 0.8*3.16 = 2.528 AStep4 求匝数比 nn = [V IN(min) / (V o + V f)] * [D max / (1-D max)] V IN(min) = 90*√2 - 20 = 107V= [107 / (19 + 0.6)] *[0.5 / (1- 0.5)]= 5.5 ≒6匝比 n 可取 5 或 6,在此取 6 以降低铁损,但铜损将有所增加.CHECK D max:D max = n (V o +V f) / [V INmin + n (V o + V f)]= 6*(19 + 0.6) /[107 + 6*(19 + 0.6)] = 0.52Step5 求CCM / DCM临ΔI SB = 2I OB / (1-D max) = 2*2.528 / (1-0.52) = 10.533Step6 计算次级电感Ls 及原边电感LpLs = (V o + V f)(1-D max) * Ts / ΔI SB = (19+0.6) * (1-0.52) * (1/70000) / 10=12.76uHL p = n2 Ls = 62 * 12.76 = 459.4 uH ≒460此电感值为临界电感,若需电路工作于CCM,则可增大此值,若需工作于DCM则可适当调小此值. Step7 求CCM时副边峰值电流ΔispI o(max) = (2ΔIs + ΔI SB) * (1- D max) / 2 ΔIs = I o(max) / (1-D max) - (ΔI SB / 2 )ΔIsp = ΔI SB +ΔIs = I o(max) / (1-D max) + (ΔI SB/2) = 3.16 / (1-0.52) + 10.533 / 2=11.85AStep8 求CCM时原边峰值电流ΔIppΔI pp = ΔIsp / n = 11.85 / 6 = 1.975 AStep9 确定Np、Ns1> NpNp = Lp * ΔIpp / (ΔB* Ae) = 460*1.975 / (0.2*70.3) = 64.6 Ts因计算结果为分数匝,考虑兼顾原、副边绕组匝数取整,使变压器一、二次绕组有相同的安匝值,故调整Np = 60Ts OR Np = 66Ts考量在设定匝数比n时,已有铜损增加,为尽量平衡Pfe与Pcu,在此先选 Np = 60 Ts.2> NsNs = Np / n = 60 / 6 = 10 Ts3> Nvcc求每匝伏特数Va Va = (V o + V f) / Ns = (19+0.6) / 10 = 1.96 V/Ts∴Nvcc = (Vcc + V f) / Va =(12+1)/1.96=6.6Step10 计算AIR GAPlg = N p2*μo*A e / L p = 602*4*3.14*10-7*70.3 / 0.46 = 0.69 mmStep11 计算线径dw1> d wpA wp = Ip rms / J Ip rms = Po / η/ V IN(min) = 60/0.83/107 = 0.676AA wp = 0.676 / 4 J取4A / mm2or 5A / mm2= 0.1 (取Φ0.35mm*2)2> d wsAws = I o / J = 3.16 / 4 (Φ1.0 mm)量可绕性及趋肤效应,采用多线并绕,单线不应大于Φ0.4, Φ0.4之A w= 0.126mm2, 則0.79 (即Ns采用Φ0.4 * 6)3> dw vcc Aw vcc = I v / J = 0.1 /4上述绕组线径均以4A / mm2之计算,以降低铜损,若结构设计时线包过胖,可适当调整J 之取值.4> 估算铜窗占有率.0.4Aw ≧Np*r p*π(1/2dwp)2 + Ns*r s*π(1/2dws)2 + N vcc*r v*π(1/2dwv)20.4Aw ≧60*2*3.14*(0.35/2)2+10*6*3.14+(0.4/2)2+7*3.14*(0.18/2)2≧11.54 + 7.54 + 0.178 = 19.260.4 * 125.3 = 50.1250.12 > 19.26 OKStep12 估算损耗、温升1>求出各绕组之线长.2>求出各绕组之RDC和Rac @100℃3>求各绕组之损耗功率4>加总各绕组之功率损耗(求出Total值)如: Np = 60Ts , LP32/13BOBBIN绕线平均匝长 4.33cm则I NP = 60*4.33 = 259.8 cm Ns = 10Ts则I NS = 10*4.33 = 43.3 cmNvcc = 7Ts則I Nvc = 7 * 4.33 = 30.31cm查线阻表可知: Φ0.35mm WIRE RDC = 0.00268Ω/cm @ 100℃Φ0.40mm WIRE R DC = 0.00203 Ω/cm @ 100℃Φ0.18mm WIRE R DC = 0.0106 Ω/cm @ 100℃R@100℃= 1.4*R@20℃求副边各电流值. 已知Io = 3.16A.副边平均峰值电流: Ispa = Io / (1-Dmax ) = 3.16 / (1- 0.52) = 6.583A副边直流有效电流: Isrms = √〔(1-Dmax)*I2spa〕= √(1- 0.52)*6.5832 = 4.56A副边交流有效电流: Isac = √(I2srms - Io2) = √(4.562-3.162) = 3.29A求原边各电流值 :∵Np*Ip = Ns*Is原边平均峰值电流: Ippa = Ispa / n = 6.58 / 6 = 1.097A原边直流有效电流: Iprms = Dmax * Ippa = 1.097 * 0.52 = 0.57A原边交流有效电流: Ipac = √D*I2ppa = 1.097*√0.52 = 0.79A求各绕组交、直流电阻.原边: RPDC = ( lNp * 0.00268 ) / 2 = 0.348ΩRp ac = 1.6R PDC = 0.557Ω副边: R SDC = ( l NS*0.00203 ) /6 = 0.0146ΩRsac = 1.6R SDC = 0.0243ΩVcc绕组: RDC =30.31*0.0106 = 0.321Ω计算各绕组交直流损耗:副边直流损: PSDC = Io2RSDC = 3.162 * 0.0146 = 0.146W交流损: Psac = I2sac*Rsac = 3.292*0.0234 = 0.253WTotal : Ps = 0.146 + 0.253 = 0.399 W原边直流损: P PDC = I rms2R PDC = 0.572 * 0.348 = 0.113W交流損: P pac = I2pac*Rpac = 0.792*0.557 = 0.348W忽略Vcc绕组损耗(因其电流甚小) Total Pp = 0.461W总的线圈损耗: Pcu = Pc + Pp = 0.399 + 0.461 = 0.86 W2> 计算铁损P Fe查TDK DATA BOOK可知PC44材之△B = 0.2T 时,Pv = 0.025W / cm2LP32 / 13之Ve = 4.498cm3P Fe = Pv * Ve = 0.025 * 4.498 = 0.112W3>Ptotal = Pcu + P Fe = 0.6 + 0.112 = 0.972 W4>估算温升△t依经验公式△t = 23.5PΣ/√Ap = 23.5 * 0.972 / √0.88 = 24.3 ℃估算之温升△t小于SPEC,设计OK.Step13 结构设计查LP32 / 13 BOBBIN之绕线幅宽为 21.8mm.考量安规距离之沿面距离不小于6.4mm.为减小LK提高效率,采用三明治结构,其结构如下 :。
该型机电源电路采用了待机功耗很低的LD7575作为电源控制芯片。
它通常应用在新型的17、19英寸液晶显示器电源电路中。
除了AOC H912W+显示器外。
采用LD7575作为电源控制芯片的还有美格WB9、清华同方XP911W、联想 LXM -WL19AH／WL19CH／WL19BH、联想HKC 988A+、海尔HT-19307／22306W等机型。
LD7575有SOP-8（LD7575 PS）和DIP-8（LD7575 PN）两种封装形式。
其内部电路框图如上图所示，各引脚功能如附表所示。
一、电源电路原理LD7575在AOC H912W+液晶显示器中的实际应用电路如下图所示。
LD7575用203D6代用要改启动电阻，LD7575可以用1200AP40,LD7575ps直接代用1.整流滤波电路220V交流电压经过共态扼流圈L901、L902、跨接线路电容C909进行EMI滤波。
其中C909用于滤除低频正态噪声。
R900、R902用于拔掉电源时对电容C909起放电作用。
220V交流经BD901桥式整流输出波动直流电经滤波电容C907滤波后，生成310V的直流电压。
负温度系数热敏电阻NRgOI用来限制启动时的电流。
防止启动电流过大烧毁保险丝。
2.启动/振荡电路刚启动开关电源时，IC901（LD7575PS）所需的启动工作电压由，±310V直流电压经过R905限流后加至IC901（8）脚实现开机启动操作。
LD7575PS开始工作后。
其（5）脚输出PWM脉冲波（该脉冲控制功率管Q900并按其工作频率进行开关动作）。
Q900工作在开关状态后，开关变压器T901在次级绕组输出整机需要的各种供电电压。
‘开关变压器T901的（1）-（3）绕组产生的高频电压经R610限流、D901整流、C911滤波后。
直接输入至LD7575PS的（6）脚作为正常工作状态的供电电压。
在正常工作时。
其LD7575PS的（6）脚必须有，14V左右的电压为芯片供电。
OB2268/OB2269/SG6841芯片引脚功能和典型应用电路OB2268，OB2269，DAP02，SG6841，SG5841 DAP02 SG5841 SG6841同系列芯片，可以直接代换引脚功能OB2268/2269系列芯片具有如下两种启动方式：一是使用芯片③脚（VIN）作为启动端，这时芯片具有OCP补偿功能，但③脚的供电需来自市电整流滤波后的电压。
第二种方式是采用传统的启动方式，即使用⑦脚（VDD）作启动端，其电压既可通过半波整流方式在市电整流前获取，也可通过电阻串联降压方式从市电整流滤波后的+300V电压中获取.该系列芯片的②脚（FB）为反馈信号输入端，其不同的电压（VFB）范围对应着系统不同的工作状态：（1）当VFB小于1.0V时，⑧脚无驱动脉冲输出，系统进入保护状态。
（2）当VFB在1.0V-1.8V之间且⑦脚电压高于12.8V（芯片内部预置稳定的Burst Model 门限电压值）时，系统工作于间歇模式（Burstmode）状态，⑧脚无脉冲输出，变压器中储存的能量通过次级绕组传输到输出端，以维持输出的稳定。
在此过程中，芯片内部持续消耗，芯片⑦脚电压下降，当⑦脚电压低于12.8V时，⑧脚又会输出脉冲，进入正常工作状态。
同时VDD电压又给C924充电，使⑦脚电压上升，当大于12.8V时又重复上述过程。
（3）当VFB在1.8V-4.4V之间时，系统处于满载正常工作状态。
（4）当VFB在4.4V-6.0V之间时，表明反馈环路开路，系统进入过载保护或短路保护状态。
当输出短路或过流、过载，且⑥脚电压超过0.86V时，⑧脚输出的脉冲宽度被限制，这时系统处于恒功率输出状态，当这种现象持续80ms后，芯片将进入过载保护状态，⑧脚无驱动脉冲输出，随后芯片又会重新启动，⑧脚输出驱动脉冲，若故障依然存在，则系统将重复上述过程。
当⑦脚电压升到23.5V时，芯片会进入过压保护状态，这时⑧脚无驱动脉冲输出。
电源IC DL321 代换:维修中九电源，我觉得以下配件必备：1：16V1000UF 电容。
很多机器发现不开机，或电源输出低、开机正常，接75 欧线反复启动、或收台少等疑难故障，换掉它，可以起到事功半倍的效果。
2：IN4007 二极管。
3：TL431.4:光耦。
5：10UF400V 电容。
6：FR309 二极管。
7：2.2 欧功率电阻。
8：各种8 脚电源IC。
或DVB 万能电源板。
9:10D 471K 压敏电阻。
（厂家太缺德，如在整流前加一个压敏电阻，可省去我们维修人员多少劳累和钱财呀！我发现，电源只要有压敏电阻，很少坏整流后的原件.电源IC 代换资料，如有差错，请斧正。
1：THX203RM6203、1803、1203、TFC718S、ＪＨ８２０３2：VIP22Ｐ＝８０２２、T0165、sd4841p（两IC 的3 和4 脚要对调）３：ＤＨ３２１＝DL0165、Ｑ１００、ＤＭ０２６５Ｒ、４：ＴＭ０１６５暂时没有找到资料。
注意：它绝对不能与３２１、ＤＬ0165Ｒ直接代换。
2：VIP22Ｐ＝８０２２、T0165、ＳＤ４１４８Ｐ楼主及各位朋友请注意了，是SD4841 不是SD4148，楼主型号也写错了，技术这活要认真（不知楼主有否自己试过？这样会对待才行。
VIP22 和SD4841 是不同的不能直接代换的，，经过本人试验，SD4841 用原装型号，较好，实在要换的话，经过本人成功代换，误人的）用VIP22A 改变脚接线，再换可行。
，两IC （具体是两IC 的 3 和 4 脚要对调，否则烧IC）功能对比如下：SD4841：1，控制电路地；2，MOSFET 接地；3，电源，4，反馈输入。
5，空；6-8，漏极。
VIPER22：1-2，源极接地；3，反馈输入。
4，电源；5-8，漏极。
不知道的话，不要误导人，好不好。
另外0165 和VIP22 那就更不能换了，请看我附上0165 的资料：引用第19 楼李章元于2011-06-06 11:37 发表的:2：VIP22Ｐ＝８０２２、T0165、ＳＤ４１４８Ｐ楼主及各位朋友请注意了，VIP22 和SD4841 是不同的不能直接代换的，（不知楼主有否自己试过？这样会误人的），经过本人试验，SD4841 用原装型号，较好，实在要换的话，用（具体是两IC 的 3 和 4 脚要对调，否则烧IC）VIP22A 改变脚接线，再换。
OB2268OB2269SG6841芯片引脚功能和典型应用电路
OB2268，OB2269，DAP02，SG6841，SG5841 DAP02 SG5841 SG6841同系列芯片，可以直接代换引脚功能引脚名称类型功能说明
1 GND 地地
2 FB 反馈输入
其输入电平值与第6引脚的电流监测值共同确定PWM 控制信号的占空比。
如果FB端的输入电压大于某个设定的阈值电压，则内部的保护电路会自动关断PWM输出
3 VIN 启动输入
通过一个高阻值的电阻连接到整流器的输出端，启动器件进入工作状态；同时该电压被采样，以产生线电压补偿
4 RI 参考设置
内部振荡频率设定引脚。
RI和GND之间所接的电阻决定芯片的工作频率
5 RT 温度检测通过一个NTC电阻连接到地
6 SENSE 电流监测
电流监测输入引脚。
连接到MOSFET电流监测电阻端
7 VDD 电源电源
8 GATE 驱动输出
栅极驱动输出引脚。
用于驱动外接的MOSFET开关管，
内部具有电压钳位电路18V 典型应用电路图。
四川雅安工业园区管理委员会文件 雅工园〔2009〕2号 签发人：张永祥四川雅安工业园区管理委员会关于报送2008年工作总结暨2009年工作要点的报告市政府并报市委：2008年，是园区备受省委、省政府高度关注，市县两级形成坚强合力，坚持科学发展观，凝聚干劲，共建共荣共享，实现又好又快发展的一年；也是园区找准优势全力招商，围绕重大项目做好要素保障，注重稳定和谐推进征地拆迁，加快基础设施建设的一年。
一年来，园区管委会在市委、市政府的正确领导下，深入学习贯彻党的十七届三中全会、省委九届六次全会、市委二届十次全会以及全省产业园区工作会议精神，充分发扬“挑战极限、勇创一流”的雅安精神，以保证重大项目顺利建成投产为工作重点，克服了低温雨雪冰冻灾害、“5·12”特大地震等历史罕见自然灾害的重大影响，沉着应对全球金融危机带来的不利因素，全力加快园区发展，经济指标实现两倍以上增长，圆满完成市委、市政府下达的工作目标任务，各项工作取得了较好的成绩。
一、2008年工作回顾2008年，园区新引进企业3家，招商引资到位资金5.46亿元，完成目标任务的109%，同比增长78%；完成固定资产投资4.67亿元，完成目标任务的117%，同比增长148%；实现工业总产值10.27亿元，完成目标任务的103%，同比增长152%；实现工业销售收入9.27亿元，完成目标任务的116%，同比增长162%；实现工业增加值 2.25亿元，完成目标任务的141%，同比增长140%；上缴税金4099万元，完成任务的102%，同比增长130%；解决就业2073人。
回顾过去艰辛、奋进、跨越的一年，园区的工作成绩主要得益于以下几个方面：（一）省、市、县领导对园区高度重视，为园区营造了优良的外部环境。
2008年，省委、省政府和市委、市政府对园区的发展高度重视和密切关注。
省委副书记、省长蒋巨峰先后两次到园区视察，省领导陶武先、魏宏、王少雄、黄小祥、李成云先后率领省级有关部门到园区调查研究、指导工作；市委、市政府倾全力加快园区发展，主要领导多次到园区现场办公，协调解决园区发展过程中遇到的困难和问题；市人大、市政协组织专题视察，帮助出谋划策；省、市有关部门为园区企业发展开绿灯、服好务；名山县成立园区工作协调领导小组，主要领导亲历亲为、靠前指挥，抽调精干力量，落实一名县委常委，专职做好项目进场、征地拆迁、服务协调等工作，保障企业建设和发展。
园区正逐步成为全市对外开放、招商引资最亮丽的窗口和雅安承接产业转移，集中、集群发展工业最重要的平台。
（二）围绕主导产业抓好招商工作，项目引进取得新的突破。
今年是我市的“项目年”，市委、市政府高度重视项目工作，主要领导亲自出门，为园区招商引资，相关领导全身心做好协调和服务工作，坚定业主的投资信心。
招商工作中，我们认真分析，冷静思考，充分发挥电力、土地等方面的优势，把握融入成都经济圈的机遇，规避物流成本高等方面的劣势，围绕园区主导产业，注重引进项目质量，成功引进永旺硅业多晶硅项目、九晶电子的单晶硅项目和永康纳米材料的白炭黑项目，完成招商引资到位资金5.46亿元，同比增长78%。
目前，园区正在加快跟踪的三氯氢硅项目、磁性材料项目、LED项目，已进入实质性磋商，将为做大做强园区主导产业奠定坚实的基础。
（三）围绕重点项目做好要素保障，在建项目建设进展顺利。
永旺硅业多晶硅项目被市委、市政府确定为“特一号”工程，全市上下为之振奋，工作热情空前、工作效率空前，共同创造了200天建成一条多晶硅生产线的“雅安速度”，诠释了“挑战极限、勇创一流”的雅安精神。
1、全力做好征地拆迁工作。
永旺硅业和白炭黑项目用地，涉及到2个乡镇、6个村、17个社、1177户、3796人。
在这个“稳住‘特一号’、实现园区发展嬗变、确保社会稳定，展现干部队伍驾驭复杂环境的能力”的现实挑战面前，为保障永旺硅业、永康纳米材料、九晶电子等企业建设用地需要，名山县委、县政府专门成立工业园区征地拆迁工作领导小组，县委书记、县长亲自担任组长，落实一名常委牵头，工作在一线，协调解决问题在一线。
同时，从相关县级部门和乡镇抽调精兵强将，组建工作组，会同园区管委会和蒙顶山镇政府，克服时间紧、任务重、矛盾多、压力大的多种困难，牺牲了休息时间，顶酷暑、战严寒，深入基层，把一些极为敏感、容易引发不稳定因素的状况化解在萌芽状态，完成新征地1430亩、拆迁4.2万平方米、安置711人，创下了一个月迁坟314座、一周征地845亩、没有发生一起恶性上访、群访、聚众闹事等群体性事件的工作成绩，保证了项目建设用地需求。
2、倾力推进基础设施配套。
为了满足永旺硅业建设和生产需求，市委、市政府倾全力加大园区基础设施投资，做好相关配套设施建设，建成库容2万立方米的取水工程；新建卫干桥110KV变电站；新修主干道至七只角段道路、沿江路卫干桥至220KV变电站段道路；启动名山220KV 输变电工程、玉溪河取水工程；筹备“引青济名”工程、天然气配气站、污水处理厂等配套设施；2008年园区完成基础设施投资4763万元。
由于重大项目入驻园区对基础设施的带动作用，目前园区为重点项目配套的在建和拟建基础设施投资已达9.1亿元。
3、加快土地储备工作进程。
一是做好规划调整。
将园区规划区内基本具备开发条件的285公顷一般耕地调整为城市建设用地，为园区发展奠定基础。
二是抓住机遇，争取“挂钩项目”，做好用地报批。
市、县国土部门挑战工作极限，帮助园区分三批次报批土地1096亩，争取“挂钩项目”指标800亩，节约报批资金2000万元以上。
三是抓好土地整理。
完成了万古乡高山坡村项目验收工作，储备占补平衡指标612亩；城东乡项目工程施工已完成70%以上，可储备占补平衡指标749亩；新店镇和双河乡项目已完成施工图审查程序，即将进入招标程序，可储备占补平衡指标1420亩。
这些项目的顺利实施，将为项目用地打好基础。
（四）围绕生产企业做好服务工作，园区经济保持快速增长。
园区围绕企业“引得来、稳得住、能做大”的工作思路，全力做好生产企业生产要素保障，促进园区经济又好又快发展。
全年组织申报项目46批、146个，其中成功申报项目22个，向上争取资金810万元，同比增长170%。
争取配气站落户园区和每天20万立方米的天然气用气量供气指标。
争取到全省首批省级工业园区知识产权试点；推荐中雅科技等企业获得国家级鼓励类产业认定；协助华德莱斯等企业申报省级高新技术认定；对园区企业进行国家、省项目申报培训。
同时，还积极抓好安全和稳定工作，及时帮助企业解决涉及民工工资、经济和劳资纠纷，为企业争取到稳定、宽松的发展环境。
（五）沉着应对“5·12”特大地震和金融危机，坚定企业加快发展的信心和决心。
“5·12”特大地震发生后，园区主要领导在第一时间深入到企业中，了解灾情，安定人心，指导受灾企业积极自救、恢复生产。
永旺硅业仅停工一天就恢复施工，在一周时间内，园区所有投产企业全部恢复生产。
同时，发扬“一方有难、八方支援”的优良传统，号召并组织园区管委会和入园企业，踊跃捐款和缴纳特殊党费共计132.5万元支援重灾区。
受国际金融危机影响，从2008年第四季度开始，园区机械加工、外贸出口企业增速明显减缓，订单同比下降50%。
园区管委会在深入企业调研、摸底的基础上，及时召开企业工作会，协调驻雅各金融机构，帮助企业解决融资困难。
同时，激励企业要坚守社会责任，抓住国家实施积极经济政策拉动内需的契机，苦练内功，全力做好节能减排、调整产品结构和营销策略等工作，在企业走可持续发展道路过程中，拓宽视野，寻求机遇。
（六）加强组织建设和队伍建设，规范有序推进园区各项工作。
1、健全组织。
市委建立园区党工委，作为市委的派出机构，负责园区企业党的工作，加强党对园区的核心领导。
2、改革用人机制。
建立健全适应园区发展的干部人事制度，打破人事关系终身制和干部职位终身制，建立能进能出、能上能下的新型用人机制，制定了竞争上岗、全员聘用、岗位工资试行办法，激发了内部活力。
3、面向社会公开选拔、招聘人才。
坚持公开、公平、公正的原则，管委会面向社会，招聘了6名年轻同志充实到各个内设部门中，有力地促进园区各项工作向前推动。
4、以工、青、妇等群团组织为主体开展活动。
组织参加雅安市新年环城跑；与名山县政府办、名山一中、名山实验小学等单位开展了职工篮球友谊赛；组队参加名山周末篮球赛等。
通过开展丰富多彩的文体活动，增进同志间的团结和友谊，丰富了职工的业余文化生活，展现了园区人的良好精神风貌。
5、加强党风廉政建设。
严格重大事项、重大开支均由党工委会和主任办公会集体研究、决定制度，加强廉洁自律。
园区管委会专门制订下发了《关于禁止馈赠和收受礼品礼金的通知》，规定：园区企业在任何时间不得以任何理由向园区管委会任何职工或领导馈赠礼品和礼金；园区管委会任何职工和领导在任何时间不得以任何理由收受园区企业馈赠的礼品和礼金。
同时，规范服务行为，杜绝在为企业服务过程中“吃、拿、卡、要”等行为的发生，营造优质、健康、廉洁的服务环境。
6、其他工作。
加强社会治安综合治理，做好卫生、安全、环保、档案等方面的管理工作，积极做好移民工作、惠民行动、新农村建设等重点工作。
二、存在的困难和问题过去的一年，园区工作取得了突破，见到了成效，更重要的是呈现出强劲的发展态势，让我市工业发展真正看到了希望。
但是，发展中还面临诸多的困难和问题，制约着园区的快速发展，主要集中表现在以下几个方面：（一）建设资金严重不足。
2008年，市委、市政府加大对园区的投资，保障了重点项目的顺利建设，但是，目前征地拆迁、基础设施建设的资金缺口仍然很大，还容易引发不稳定因素。
（二）园区功能尚不完善。
目前，园区水、电、路等基础设施条件都还较差，从真正意义上讲，还不具备承载大工业的能力，还寄希望于加快草坝220KV 变电站投运、名山220KV变电站建设来解决园区用电的双电源问题；还寄希望于加快玉溪河引水工程、“引青济名”工程的实施来解决园区工业用水问题；还寄希望于加快名山至雅安快速通道、成昆铁路复线、川藏铁路等项目的实施来解决园区的人流、物流问题；还寄希望于加快园区配气站建设解决园区用气问题；还寄希望于加快园区污水处理厂建设来解决园区企业污水治理和环保问题；还寄希望于提升名山县城市建设配套功能来解决园区企业职工的生活、娱乐等配套设施问题。
（三）金融危机对园区企业影响较大。
来自全球的金融危机，园区企业也深陷其中，特别是机械加工产业，基本上处于停产或半停产状态，企业融资还比较困难，形势比较严竣。
三、2009年工作要点2009年，园区将深入践行科学发展观，切实把园区管委会全体干部职工的认识和行动自觉统一到十七届三中全会、省委九届六次全会、市委二届十次全会、市委经济工作会议精神上来，把干劲、作风凝聚到“三个加快”上来，落实全省产业园区工作会议精神，沉着应对金融危机，巩固经济发展的好势头，力争实现“率先止滑、抢先提速”的目标。
