反激变压器设计实例(一)

反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算反激式开关变压器的通俗讲解及实例计算咱先看下在理想情况下的VDS波形上面说的是指变压器和开关都是理想工作状态！从图上可以看出Vds是由VIN和VF组成，VIN大家可以理解是输入电压，那VF呢？这里我们引出一个反激的重要参数：反射电压即VF，指次级输出电压按照初次级的砸比反射到初级的电压。

可以用公式表示为VF=VOUT/(NS/NP),（因分析的是理想情况，这里我们忽略了整流管的管压降，实际是要考虑进去的）式中VF为反射电压；VOUT为输出电压；NS为次级匝数；NP为初级匝数。

比如，一个反激变换器的匝比为NP:NS=6：1，输出电压为12V，那么可以求出反射电压VF=12/（1/6）=72V。

上边是一个连续模式（CCM模式）的理想工作波形。

下面咱在看一个非连续模式（DCM模式）的理想工作波形从图上可以看出DCM的Vds也是由VIN和VF组成，只不过有一段时间VF为0，这段时候是初级电流降为0，次级电流也降为0。

那么到底反激变化器怎么区分是工作在连续模式（CCM)还是非连续模式（DCM）？是看初级电感电流是否降到0为分界点吗，NO，反激变换器的CCM和DCM分界点不是按照初级电感电流是否到0来分界的，而是根据初次级的电流是否到0来分界的。

如图所示从图上可以看出只要初级电流和次级电流不同时为零，就是连续模式（CCM)；只要初级电流和次级电流同时为零，便是不连续模式（DCM）;介于这俩之间的是过度模式，也叫临界模式（CRM）。

以上说的都是理想情况，但实际应用中变压器是存在漏感的（漏感的能量是不会耦合到次级的），MOS管也不是理想的开关，还有PCB板的布局及走线带来的杂散电感，使得MOS的Vds波形往往大于VIN+VF。

类似于下图这个图是一个48V输入的反激电源。

从图上看到MOS的Vds有个很大的尖峰，我用的200V的MOS，尖峰到了196了。

这是尖峰是由于漏感造成的，上边说到漏感的能量不能耦合到次级，那么MOS关断的时候，漏感电流也不能突变，所以会产生个很高的感应电动势，因无法耦合到次级，会产生个很高的电压尖峰，可能会超过MOS的耐压值而损坏MOS管，所以我们实际使用时会在初级加一个RCD吸收电路，把尖峰尽可能的吸到最低值，来确保MOS管工作在安全电压。

技术要求:输入电压Vin: 9 0 -253Vac 输出电压Vo:27、6 V输岀电流Io: 6 A输出功率Po: 1 6 6W 效率<1 ： 0 . 85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到得电压Vd c为115 V,则从上图可以得到：Vp k =9 0 *1.4 1 4=1 2 7VVmin=Vd c —(Vpk—V d c) = 10 3 V将电源模块等效为一个电阻负载得话，相当于在T3时间内电容对恒泄功率负载进行放电, 电容电压降低(Vp k —Vmin)V aIde* T 3 =C*AV其中：A V =Vpk—Vmin = 127-1 0 3 = 24V关键部分在T3得计算,T3 = tl+t2,t2为半个波头,时间比较好算，对于50H Z得交流来说,t 1 =5mS,然后就就是计算t 2 ,英实t 2也很好计算，我们知道交流输入电压得公式为Vx=Vpksin 0 x,根据已知条件0 3V,Vpk= 1 27V,可以得到()X =54 度，所以t 2=54*10 m s / 1 8 0= 3 m S z T3=t 1+t2=8mSo—7*8/24=0、57mF= 5 70u F二、变压器得设计过程变压器得设计分別按照DCM. CCM、QR两种方式进行计算，英实QR也就是DCM得一种，不同得地方在于QR得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。

对于变压器磁芯得选择，比较常用得方法就就是AP法，但经过多次具体设汁及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级得反激，选择PQ 3 53 5得磁芯即可、磁芯得参数如下:AE=19 0 mm 2 Z AL= 4 300nH,Bmax^0. 32T1)DC M变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0 .4 8,全范围DCM,则在最低输入电压V d c下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡,可以得到以下公式，V d c*Dmax=V o r^fl-Dmax),匝比压降n = V o r/(Vo+Vf )=3、3 2 Vf为整流二极l=Vinmi从而il•算反射电压为V or=9 5V计算初级匝数计算副边匝数则原边匝数调整为Ns=N p / n=6o 3 2,选择7 匝，Np=3、32*7=2 3 匝讣算辅助绕组匝数，输出电压变化范围按照20-27.6V设计,要求在2 0 V输出下辅助绕组能正常供电，所以，辅助绕组选择4匝。

技术要求：输入电压Vin : 90-253Vac 输出电压Vo：27.6V 输出电流Io: 6A输出功率Po: 166W 效率η: 0.85输入功率Pin：195W一、输入滤波电容计算过程：上图为整流后滤波电容上电压波形，在最低输入电压下，如果我们想在滤波电容上得到的电压VdC 为115V，则从上图可以得到：Vpk=90*1.414=127VVmi n=Vdc-(Vpk-Vdc)=103V将电源模块等效为一个电阻负载的话，相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电，电容电压降低(VPk-Vmin)V Oldc*T3=C* △ V其中：△ V=VPk-Vmi n=127-103=24V关键部分在T3的计算，T3=t1+t2 , t1为半个波头，时间比较好算，对于50Hz的交流来说，t1=5mS,然后就是计算t2,其实t2也很好计算，我们知道交流输入电压的公式为VX=VPkSin θX,根据已知条件，Vx=103V , Vpk=127V ,可以得到θx=54度，所以t2=54*10ms∕180=3mS , T3=t1+t2=8mS。

C=1.7*8∕24=0.57mF=570uF二、变压器的设计过程变压器的设计分别按照DCM、CCM、QR两种方式进行计算，其实QR也是DCM的一种，不同的地方在于QR的工作频率是随着输入电压输出功率的变化而变化的。

对于变压器磁芯的选择，比较常用的方法就是AP法，但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合，一般可以直接选择磁芯，象这个功率等级的反激，选择PQ3535的磁芯即可。

磁芯的参数如下：AE=190mm2,AL=4300nH, Bmax≥0.32T1) DCM变压器设计过程：开关频率选择80K,最大占空比选择0.48,全范围DCM,则在最低输入电压VdC下，占空比最大，电路工作在BCM状态，根据伏秒平衡，可以得到以下公式，Vdc*Dmax=Vor*(1-Dmax),IrmS = IPk L* n*^Dma^ ≡12.3AV 3根据电流有效值， 求，即可得到合适的变压器。

技术要求:输入电压Vin:９０－253Vac输出电压Vo:27、６V输出电流Io:６A输出功率Ｐo:１６6W效率η:０、85输入功率Pin:195W一、输入滤波电容计算过程:上图为整流后滤波电容上电压波形,在最低输入电压下,如果我们想在滤波电容上得到得电压Vdｃ为115Ｖ,则从上图可以得到:Vｐｋ=9０*1.４１4=1２7ＶVmin=Vdｃ—(Vpk—Vｄc)＝10３V将电源模块等效为一个电阻负载得话,相当于在T3时间内电容对恒定功率负载进行放电,电容电压降低(Vpｋ—Vmin)V。

Idc＊Ｔ３＝C*△V其中:△Ｖ＝Vpk—Vmin＝127－1０3＝24V关键部分在Ｔ3得计算,T3＝t1+t2,t1为半个波头,时间比较好算,对于50Hｚ得交流来说,t １=5mS,然后就就是计算t２,其实t２也很好计算,我们知道交流输入电压得公式为Vx＝Vpksinθx,根据已知条件,Vx=1０3Ｖ,Ｖpk=１27V,可以得到θｘ＝54度,所以ｔ2=54＊1０ｍｓ／1８0=３mＳ, Ｔ3＝t１+t2＝8mS。

Ｃ=1.7＊８/２4=0、57mF=５70uＦ二、变压器得设计过程变压器得设计分别按照DCＭ、ＣCM、ＱR两种方式进行计算,其实QR也就是DCM得一种,不同得地方在于QＲ得工作频率就是随着输入电压输出功率得变化而变化得。

对于变压器磁芯得选择,比较常用得方法就就是AP法,但经过多次具体设计及根据公司常用型号结合,一般可以直接选择磁芯,象这个功率等级得反激,选择PＱ３53５得磁芯即可、磁芯得参数如下:ＡE=1９０mm２,AL＝４300nH,Bmax≥0。

32T１)DＣM变压器设计过程:开关频率选择80K,最大占空比选择０.4８,全范围DCＭ,则在最低输入电压Vｄc下,占空比最大,电路工作在BCM状态,根据伏秒平衡,可以得到以下公式,Vｄc*Dｍax＝Vｏr＊(1-Ｄmax),从而计算反射电压为Vｏr=9５V匝比ｎ＝Ｖｏｒ/(Vo＋Vｆ)=3、３2 Vｆ为整流二极管压降计算初级匝数计算副边匝数Ns＝Ｎｐ／n=6。

反激式变压器的设计实例尽管在buck变换器的设计中没有用到反激式变压器，但由于反激式变压器介于电感与变压器之间，为了帮助大家进一步搞清楚这个特殊的磁性元件，在此我们给出反激式变压器的设计，并作为设计范例。

介绍的内容要比直流电感简单一些，但是很多方面是一致的。

说明一下，这里设计的反激式变压器是有隔离的，而非隔离反激式电感的设计除了没有副边以外，其他的几乎相同。

我们的设计要求为：直流输入电压为48V(为了简便起见，假设没有线电压波动)，功率输出为10W，开关频率是250kHz，允许功率损耗0.2W(根据总的损耗，可以知道变换器的效率要求)，因此变换器效率为98％(0.2W／10W=2％)。

效率的大小与磁芯的尺寸有关，变压器体积越小，效率越低。

(隔离、断续模式的)反激式变压器原边设计时只需要用到四个参数：输出功率、开关频率、功耗、输入电压(设计非隔离反激式电感也只需这四个参数)。

这里，我们还没有提到电感量，电感量由很多参数决定，在下面的内容中我们将会介绍它们之间的关系。

我们用UC3845芯片(8脚、中等价格)提供PWM信号，其最大占空比为45％，占空比的大小是根据变换器是工作在连续状态还是断续状态来确定的，稍后的章节中将介绍如何计算占空比，在这个例子中，我们选用断续模式。

我们再增加一项设计要求：就是变压器体积要尽量小，有一定的高度限制。

我们将会看到，变压器的设计与电感的设计不完全相同，变压器通常可以选用多种不同的磁芯来实现相同的电气特性。

在这个例子中，还要根据其他一些要求来选择磁芯，包括尺寸、成本等因素。

1 反激式变压器的主要方程首先，我们做一些基本的准备工作。

正如这一章一开始介绍的理论内容中所说的那样，当反激式变换器原边开关器件导通时，变压器原边绕组的作用相当于一个电感。

电压加在原边电感上，开关导通期间，电流持续上升：这里，DC是占空比，f是开关频率，T=1／f是开关周期，这个方程适用于电流断续模式反激式变压器，原边电流波形如图案5-17所示。

关于反激变压器的设计1、确定Dmax和Vor。

2、求匝比n。

3、求初级电感量Lp。

4、选择磁芯。

5、求最小初级匝数。

6、初级、次级和反馈绕组匝数关系。

7、选择线经，确定初级、次级和反馈绕组匝数。

8、做样品、调整参数。

9、参考例子。

原理：一、确定Dmax和Vor当开关管Q闭合时，初级线圈电压为：Vin（当输入为265V时，达到375V），如果变压器初级线圈为：Np；次级线圈为：Ns。

匝比：n=Np/Ns。

则：次级线圈的电压为：Vin/n。

由于次级二极管D3反向，没有形成回路，所以线圈没有电流流经负载。

而二极管的反向耐压：VDf=Vin/n+Vo，Vo为输出电压。

当开关管Q关断时，变压器中储存的能量向负载释放。

次级线圈的电压VS=Vo+Vd，Vd为整流二极管D3正向压降。

初级线圈的电压为：VP=n*VS+Vleg。

Vleg为变压器漏感产生的尖锋电压；与输入电压反向。

设定Vor=n*VS，为反射电压。

则开关管承受的电压Vds=Vinmax+Vor+Vleg。

实际选择开关管是必须留20~50V的余量。

所以：Vor=VDS-（Vinmax+Vleg+余量）=600-（375+120+20~50）=55~85V VDS：开关管的额定耐压，600VVin：在265V输入时，375VVleg:一般在120V余量：20V~50V根据伏秒法则：Vin*Ton=Vor*ToffTon：为开关管闭合时间。

Toff：为开关管关断时间。

占空比：D=Ton/（Ton+Toff），Ton+Toff为周期T。

Ton=T*DToff=T*（1-D）所以： Vin*D=Vor*（1-D）D=Vor/（Vin+Vor）Dmax=Vor/（Vinmin+Vor）建议设置在0.3~0.5 当输入电压最小时取得最大占空比。

二、求匝比nn =Vor/（Vo+Vd）三、求初级电感量Lp。

计算电感量：BCM时，有电感、电压、电流和时间的关系：L=V*t/Ipp t：为时间。

反激变压器设计实例(一)反激变压器设计实例（一）版本修订人备注01目录1.导论 (3)2.磁芯参数和气隙的影响 (3)2.1 AC极化 ........................................ 错误!未定义书签。

2.2 AC条件中的气隙影响 (6)2.3 DC条件中的气隙影响 (7)3. 110W反激变压器设计例子 (9)3.1 步骤1，选择磁芯尺寸 (10)3.2 步骤2，选择导通时间 (13)3.3 步骤3，变换器最小DC输入电压的计算 (14)3.4 步骤4，选择工作便宜磁通密度 (15)3.5 步骤5，计算最小原边匝数 (16)3.6 步骤6，计算副边匝数 (17)3.7 步骤7，计算附加匝数 (18)3.8 步骤8，确定磁芯气隙尺寸 (19)3.9 步骤9，磁芯气隙尺寸（实用方法） (21)3.10 步骤10，计算气隙 (22)3.11 步骤11，检验磁芯磁通密度和饱和裕度 (24)4 反激变压器饱和及暂态影响 (27)1.导论由于反激变换器变压器综合了许多功能（储存能量、电隔离、限流电感），并且还常常支持相当大的直流电流成分，故比直接传递能量的正激推挽变压器的设计困难得多、以下变压器设计例子中没选择过程使用反复迭代方法，无论设计从哪里开始没开始时须有大量近似的计算。

没有经验工程师的问题是要得到对控制因数的掌握。

特别的，磁芯大小、原边电感的选择、气隙的作用、原边匝数的选择以及磁芯内交流和直流电流（磁通）成分的相互作用常常给反激变压器设计带来挑战。

为使设计者对控制因数有好的感觉，下面的设计由检查磁芯材料的特性和气隙的影响开始，然后检查交流和直流磁芯极化条件，最后给出100W变压器的完整设计。

2.磁芯参数和气隙的影响图1表示一个铁氧体变压器在带有和不带气隙时典型的B/H（磁滞回归线）环。

注意到虽然B/H环的磁导率（斜率）随气隙因此，为了支持加于原边的交流电压（更准确的说是所加伏秒），就需要磁通密度的变化（见图2的纵轴）。

鍙嶆縺寮忓紑鍏崇數婧愬彉鍘嬪櫒鐨勮璁℃渚?鍙嶆縺寮忓彉鍘嬪櫒鏄弽婵€寮€鍏崇數婧愮殑鏍稿績锛屽畠鍐冲畾浜嗗弽婵€鍙樻崲鍣ㄤ竴绯诲垪鐨勯噸瑕佸弬鏁帮紝濡傚崰绌烘瘮D锛屾渶澶у嘲鍊肩數娴侊紝璁捐鍙嶆縺寮忓彉鍘嬪櫒锛屽氨鏄璁╁弽婵€寮忓紑鍏崇數婧愬伐浣滃湪涓€涓悎鐞嗙殑宸ヤ綔鐐逛笂銆傝繖鏍峰彲浠ヨ鍏剁殑鍙戠儹灏介噺灏忥紝瀵瑰櫒浠剁殑纾ㄦ崯涔熷敖閲忓皬銆傚悓鏍风殑鑺墖锛屽悓鏍风殑纾佽姱锛岃嫢鏄彉鍘嬪櫒璁捐涓嶅悎鐞嗭紝鍒欐暣涓紑鍏崇數婧愮殑鎬ц兘浼氭湁寰堝ぇ涓嬮檷锛屽鎹熻€椾細鍔犲ぇ锛屾渶澶ц緭鍑哄姛鐜囦篃浼氭湁涓嬮檷锛屼笅闈㈡垜绯荤粺鐨勮涓€涓嬫垜绠楀彉鍘嬪櫒鐨勬柟娉曘€?绠楀彉鍘嬪櫒锛屽氨鏄鍏堥€夊畾涓€涓伐浣滅偣锛屽湪杩欎釜宸ヤ綔鐐逛笂绠楋紝杩欎釜鏄渶鑻涘埢鐨勪竴涓偣锛岃繖涓偣灏辨槸鏈€浣庣殑浜ゆ祦杈撳叆鐢靛帇锛屽搴斾簬鏈€澶х殑杈撳嚭鍔熺巼銆備笅闈㈡垜灏辨潵绠椾簡涓€涓緭鍏?5V鍒?65V锛岃緭鍑?V锛?A 鐨勭數婧愶紝寮€鍏抽鐜囨槸100KHZ銆?绗竴姝ュ氨鏄€夊畾鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇VOR锛岃繖涓€兼槸鐢辫嚜宸辨潵璁惧畾鐨勶紝杩欎釜鍊煎氨鍐冲畾浜嗙數婧愮殑鍗犵┖姣斻€傚彲鑳芥湅鍙嬩滑涓嶇悊瑙ｄ粈涔堟槸鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇锛屾槸杩欐牱鐨勶紝杩欒浠庝笅闈㈢湅璧凤紝鎱㈡參鐨勬潵锛?杩欐槸涓€涓吀鍨嬬殑鍗曠鍙嶆縺寮忓紑鍏崇數婧愶紝澶у鍐嶇啛鎮変笉杩囦簡锛屾潵鍒嗘瀽涓€涓嬩竴涓伐浣滃懆鏈燂紝褰撳紑鍏崇寮€閫氱殑鏃跺€欙紝鍘熻竟鐩稿綋浜庝竴涓數鎰燂紝鐢垫劅涓ょ鍔犱笂鐢靛帇锛屽叾鐢垫祦鍊间笉浼氱獊鍙橈紝鑰岀嚎鎬х殑涓婂崌锛屾湁鍏紡涓婂崌浜嗙殑I=Vs*ton/L,杩欎笁椤瑰垎鍒槸鍘熻竟杈撳叆鐢靛帇锛屽紑鍏冲紑閫氭椂闂达紝鍜屽師杈圭數鎰熼噺锛庡湪寮€鍏崇鍏虫柇鐨勬椂鍊欙紝鍘熻竟鐢垫劅鏀剧數锛岀數鎰熺數娴佸張浼氫笅闄嶏紝鍚屾牱瑕佸皧瀹堜笂闈㈢殑鍏紡瀹氬緥锛屾鏃舵湁涓嬮檷浜?锛?VOR*toff/L,杩欎笁椤瑰垎鍒槸鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇锛屽嵆鏀剧數鐢靛帇锛屽紑鍏崇鍏虫柇鏃堕棿锛屽拰鐢垫劅閲忥紟鍦ㄧ粡杩囦竴涓懆鏈熷悗锛屽師杈圭數鎰熺數娴佺殑鍊间細鍥炲埌鍘熸潵锛屼笉鍙兘浼氬彉锛屾墍浠ワ紝鏈塚S*TON/L=VOR*TOFF/L,锛屼笂鍗囦簡鐨勶紝绛変簬涓嬮檷浜嗙殑锛屾噦鍚楋紝濂芥噦鍚э紝涓婂紡涓彲浠ョ敤锛ゆ潵浠ｆ浛锛达集锛紝鐢紤锛嶏激鏉ヤ唬鏇匡即OOF锛岀Щ椤瑰彲寰楋紝D=VOR/锛圴OR+VS锛夈€傛鍗虫槸鏈€澶у崰绌烘瘮浜嗐€傛瘮濡傝鎴戣璁＄殑杩欎釜锛屾垜閫夊畾鎰熷簲鐢靛帇涓?0V锛孷S涓?0V 锛屽垯D=80/锛?80+90锛?0.47鍙嶆縺寮忓彉鍘嬪櫒鏄弽婵€寮€鍏崇數婧愮殑鏍稿績锛屽畠鍐冲畾浜嗗弽婵€鍙樻崲鍣ㄤ竴绯诲垪鐨勯噸瑕佸弬鏁帮紝濡傚崰绌烘瘮D锛屾渶澶у嘲鍊肩數娴侊紝璁捐鍙嶆縺寮忓彉鍘嬪櫒锛屽氨鏄璁╁弽婵€寮忓紑鍏崇數婧愬伐浣滃湪涓€涓悎鐞嗙殑宸ヤ綔鐐逛笂銆傝繖鏍峰彲浠ヨ鍏剁殑鍙戠儹灏介噺灏忥紝瀵瑰櫒浠剁殑纾ㄦ崯涔熷敖閲忓皬銆傚悓鏍风殑鑺墖锛屽悓鏍风殑纾佽姱锛岃嫢鏄彉鍘嬪櫒璁捐涓嶅悎鐞嗭紝鍒欐暣涓紑鍏崇數婧愮殑鎬ц兘浼氭湁寰堝ぇ涓嬮檷锛屽鎹熻€椾細鍔犲ぇ锛屾渶澶ц緭鍑哄姛鐜囦篃浼氭湁涓嬮檷锛屼笅闈㈡垜绯荤粺鐨勮涓€涓嬫垜绠楀彉鍘嬪櫒鐨勬柟娉曘€?绠楀彉鍘嬪櫒锛屽氨鏄鍏堥€夊畾涓€涓伐浣滅偣锛屽湪杩欎釜宸ヤ綔鐐逛笂绠楋紝杩欎釜鏄渶鑻涘埢鐨勪竴涓偣锛岃繖涓偣灏辨槸鏈€浣庣殑浜ゆ祦杈撳叆鐢靛帇锛屽搴斾簬鏈€澶х殑杈撳嚭鍔熺巼銆備笅闈㈡垜灏辨潵绠椾簡涓€涓緭鍏?5V鍒?65V锛岃緭鍑?V锛?A 鐨勭數婧愶紝寮€鍏抽鐜囨槸100KHZ銆?绗竴姝ュ氨鏄€夊畾鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇VOR锛岃繖涓€兼槸鐢辫嚜宸辨潵璁惧畾鐨勶紝杩欎釜鍊煎氨鍐冲畾浜嗙數婧愮殑鍗犵┖姣斻€傚彲鑳芥湅鍙嬩滑涓嶇悊瑙ｄ粈涔堟槸鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇锛屾槸杩欐牱鐨勶紝杩欒浠庝笅闈㈢湅璧凤紝鎱㈡參鐨勬潵锛?杩欐槸涓€涓吀鍨嬬殑鍗曠鍙嶆縺寮忓紑鍏崇數婧愶紝澶у鍐嶇啛鎮変笉杩囦簡锛屾潵鍒嗘瀽涓€涓嬩竴涓伐浣滃懆鏈燂紝褰撳紑鍏崇寮€閫氱殑鏃跺€欙紝鍘熻竟鐩稿綋浜庝竴涓數鎰燂紝鐢垫劅涓ょ鍔犱笂鐢靛帇锛屽叾鐢垫祦鍊间笉浼氱獊鍙橈紝鑰岀嚎鎬х殑涓婂崌锛屾湁鍏紡涓婂崌浜嗙殑I=Vs*ton/L,杩欎笁椤瑰垎鍒槸鍘熻竟杈撳叆鐢靛帇锛屽紑鍏冲紑閫氭椂闂达紝鍜屽師杈圭數鎰熼噺锛庡湪寮€鍏崇鍏虫柇鐨勬椂鍊欙紝鍘熻竟鐢垫劅鏀剧數锛岀數鎰熺數娴佸張浼氫笅闄嶏紝鍚屾牱瑕佸皧瀹堜笂闈㈢殑鍏紡瀹氬緥锛屾鏃舵湁涓嬮檷浜?锛?VOR*toff/L,杩欎笁椤瑰垎鍒槸鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇锛屽嵆鏀剧數鐢靛帇锛屽紑鍏崇鍏虫柇鏃堕棿锛屽拰鐢垫劅閲忥紟鍦ㄧ粡杩囦竴涓懆鏈熷悗锛屽師杈圭數鎰熺數娴佺殑鍊间細鍥炲埌鍘熸潵锛屼笉鍙兘浼氬彉锛屾墍浠ワ紝鏈塚S*TON/L=VOR*TOFF/L,锛屼笂鍗囦簡鐨勶紝绛変簬涓嬮檷浜嗙殑锛屾噦鍚楋紝濂芥噦鍚э紝涓婂紡涓彲浠ョ敤锛ゆ潵浠ｆ浛锛达集锛紝鐢紤锛嶏激鏉ヤ唬鏇匡即OOF锛岀Щ椤瑰彲寰楋紝D=VOR/锛圴OR+VS锛夈€傛鍗虫槸鏈€澶у崰绌烘瘮浜嗐€傛瘮濡傝鎴戣璁＄殑杩欎釜锛屾垜閫夊畾鎰熷簲鐢靛帇涓?0V锛孷S涓?0V 锛屽垯D=80/锛?80+90锛?0.47绗簩姝?纭疄鍘熻竟鐢垫祦娉㈠舰鐨勫弬鏁?鍘熻竟鐢垫祦娉㈠舰鏈変笁涓弬鏁?骞冲潎鐢垫祦,鏈夋晥鍊肩數娴?宄板€肩數娴?,棣栧厛瑕佺煡閬撳師杈圭數娴佺殑娉㈠舰,鍘熻竟鐢垫祦鐨勬尝褰㈠涓嬪浘鎵€绀?鐢荤殑涓嶅ソ,浣嗕笉瑕佺瑧鍟?杩欐槸涓€涓褰㈡尝妯悜琛ㄧず鏃堕棿,绾靛悜琛ㄧず鐢垫祦澶у皬,杩欎釜娉㈠舰鏈変笁涓€?涓€鏄钩鍧囧€?浜屾槸鏈夋晥鍊?涓夋槸鍏跺嘲鍊?骞冲潎鍊煎氨鏄妸杩欎釜娉㈠舰鐨勯潰绉啀闄や互鍏舵椂闂?濡備笅闈㈤偅涓€鏉℃í绾挎墍绀?棣栧厛瑕佺‘瀹氳繖涓€硷紝杩欎釜鍊兼槸杩欐牱绠楃殑锛岀數娴佸钩鍧囧€?杈撳嚭鍔熺巼/鏁堢巼*VS锛屽洜涓鸿緭鍑哄姛鐜囦箻浠ユ晥鐜囧氨鏄緭鍏ュ姛鐜囷紝鐒跺悗杈撳叆鍔熺巼鍐嶉櫎浠ヨ緭鍏ョ數鍘嬪氨鏄緭鍏ョ數娴侊紝杩欎釜灏辨槸骞冲潎鍊肩數娴併€傜幇鍦ㄤ笅涓€姝ュ氨鏄眰閭ｄ釜鐢垫祦宄板€硷紝灏栧嘲鍊兼槸澶氬皯鍛紝杩欎釜鎴戜滑鑷繁杩樿璁惧畾涓€涓弬鏁帮紝杩欎釜鍙傛暟灏辨槸KRP锛屾墍璋揔RP锛屽氨鏄寚鏈€澶ц剦鍔ㄧ數娴佸拰宄板€肩數娴佺殑姣斿€艰繖涓瘮鍊间笅鍥惧垎鍒槸鏈€澶ц剦鍔ㄧ數娴佸拰宄板€肩數娴併€傛槸鍦?鍜?涔嬮棿鐨勩€傝繖涓€煎緢閲嶈銆傚凡鐭ヤ簡KRP锛岀幇鍦ㄨ瑙ｆ柟绋嬩簡锛岄兘浼氳В鏂圭▼鍚э紝杩欐槸鍒濅竴鐨勫簲鐢ㄩ鍟婏紝鎴戞潵瑙ｄ竴涓嬶紝宸茬煡杩欎釜娉㈠舰涓€涓懆鏈熺殑闈㈢Н绛変簬鐢垫祦骞冲潎鍊?1锛岃繖涓尝褰㈢殑闈㈢Н绛変簬锛屽嘲鍊肩數娴?KRP*D+宄板€肩數娴?锛?-KRP锛?D锛屾墍浠ユ湁鐢垫祦骞冲潎鍊肩瓑浜庝笂寮忥紝瑙ｅ嚭鏉ュ嘲鍊肩數娴?鐢垫祦骞冲潎鍊?锛?-0.5KRP锛?D銆傛瘮濡傝鎴戣繖涓緭鍑烘槸10W锛岃瀹氭晥鐜囨槸0.8.鍒欒緭鍏ョ殑骞冲潎鐢垫祦灏辨槸10/0.8*90=0.138A,鎴戣瀹欿RP鐨勫€兼槸0.6鑰屾渶澶у€?0.138/(1-0.5KRP).D=0.138/(1-0.5*0.6)*0.47=0.419A.绗笁涓數娴佸弬鏁?灏辨槸杩欎釜鐢垫祦鐨勬湁鏁堝€?鐢垫祦鏈夋晥鍊煎拰骞冲潎鍊兼槸涓嶄竴鏍风殑,鏈夋晥鍊肩殑瀹氫箟杩樿寰楀悧,灏辨槸璇存妸杩欎釜鐢垫祦鍔犲湪涓€涓數闃讳笂,鑻ユ槸鍏跺彂鐑拰鍙﹀涓€涓洿娴佺數娴佸姞鍦ㄨ繖涓數闃讳笂鍙戠儹鏁堟灉涓€鏍风殑璇?閭ｄ箞杩欎釜鐢垫祦鐨勬湁鏁堝€煎氨绛変簬杩欎釜鐩存祦鐨勭數娴佸€?鎵€浠ヨ繖涓數娴佺殑鏈夋晥鍊间笉绛変簬鍏跺钩鍧囧€?涓€鑸瘮鍏跺钩鍧囧€艰澶?鑰屼笖鍚屾牱鐨勫钩鍧囧€?鍙互瀵瑰簲寰堝涓湁鏁堝€?鑻ユ槸鎶奒RP 鐨勫€奸€夊緱瓒婂ぇ,鏈夋晥鍊煎氨浼氳秺澶?鏈夋晥鍊艰繕鍜屽崰绌烘瘮D涔熸湁鍏崇郴,鎬讳箣.瀹冭繖涓數娴佹尝褰㈢殑褰㈢姸鏄伅鎭浉鍏崇殑.鎴戝氨鐩存帴缁欏嚭鏈夋晥鍊肩殑鐢垫祦鍏紡,杩欎釜鍏紡瑕佺敤绉垎鎵嶈兘鎺ㄥ緱鍑烘潵,鎴戝氨涓嶆帹浜?鍙澶у鍖哄垎寮€鏉ユ湁鏁堝€煎拰骞冲潎鍊煎氨鍙互浜?鐢垫祦鏈夋晥鍊?鐢垫祦宄板€?鏍瑰彿涓嬬殑D*(KRP鐨勫钩鏂?3-KRP+1)濡傛垜鐜板湪杩欎釜,鐢垫祦鏈夋晥鍊?0.419*鏍瑰彿涓?.47*(0.36/3-0.6+1)=0.20A.鎵€浠ュ搴斾簬鐩稿悓鐨勫姛鐜?涔熷氨鏄湁鐩稿悓鐨勮緭鍏ョ數娴佹椂,鍏舵湁鏁堝€煎拰杩欎簺鍙傛暟鏄湁鍏崇殑,閫傚綋鐨勮皟鏁村弬鏁?浣挎湁鏁堝€兼渶灏?鍙戠儹涔熷氨鏈€灏?鎹熻€楀皬.杩欎究浼樺寲浜嗚璁?绗笁姝?寮€濮嬭璁″彉鍘嬪櫒鍑嗗宸ヤ綔.宸茬煡浜嗗紑鍏抽鐜囨槸100KHZ鍒欏紑鍏冲懆鏈熷氨鏄?0寰浜?鍗犵┖姣旀槸0.47.閭ｄ箞TON灏辨槸4.7寰浜?璁板ソ杩欎袱涓暟,瀵逛笅闈㈡湁鐢?绗洓姝?閫夊畾鍙樺帇鍣ㄧ鑺?杩欎釜灏辨槸鍑粡楠屼簡,濡傛灉浣犱笉浼氶€?灏变及涓€涓?璁＄畻灏辫浜?鑻ユ槸涓嶈,鍙互鍐嶆崲涓€涓ぇ涓€鐐圭殑鎴栨槸灏忎竴鐐圭殑,涓嶈繃鏈夌殑璧勬枡涓婃湁濡備綍鏍规嵁鍔熺巼鍘婚€夌鑺殑鍏紡鎴栨槸鍖虹嚎鍥?澶у涓嶅Θ涔熷彲浠ュ弬鑰冧竴涓?鎴戜竴鑸槸鍑粡楠屾潵鐨?绗簲姝?璁＄畻鍙樺帇鍣ㄧ殑鍘熻竟鍖濇暟鍘熻竟浣跨敤鐨勭粡寰?璁＄畻鍘熻竟鍖濇暟鐨勬椂鍊?瑕侀€夊畾涓€涓鑺殑鎸箙B,鍗宠繖涓鑺殑纾佹劅搴斿己搴︾殑鍙樺寲鍖洪棿,鍥犱负鍔犱笂鏂规尝鐢靛帇鍚?杩欎釜纾佹劅搴斿己搴︽槸鍙樺寲鐨?姝ｆ槸鍥犱负鍙樺寲,鎵€浠ュ叾鎵嶆湁浜嗗彉鍘嬬殑浣滅敤,NP=VS*TON/SJ*B,杩欏嚑涓弬鏁板垎鍒槸鍘熻竟鍖濇暟,,鏈€灏忚緭鍏ョ數鍘?瀵奸€氭椂闂?纾佽姱鐨勬í鑺傞潰绉拰纾佽姱鎸箙,涓€鑸彇B鐨勫€兼槸0.1鍒?.2涔嬮棿,鍙栧緱瓒婂皬,鍙樺帇鍣ㄧ殑閾佹崯灏辫秺灏?浣嗙浉搴斿彉鍘嬪櫒鐨勪綋绉細澶т簺.杩欎釜鍏紡鏉ユ簮浜庢硶鎷夊紵鐢电鎰熷簲瀹氬緥,杩欎釜瀹氬緥鏄,鍦ㄤ竴涓搧蹇冧腑,褰撶閫氬彉鍖栫殑鏃跺€?鍏朵細浜х敓涓€涓劅搴旂數鍘?杩欎釜鎰熷簲鐢靛帇=纾侀€氱殑鍙樺寲閲?鏃堕棿T鍐嶄箻浠ュ対鏁版瘮,鎶婄閫氬彉鍖栭噺鎹㈡垚纾佹劅搴斿己搴︾殑鍙樺寲閲忎箻浠ュ叾闈㈢Н灏卞彲浠ユ帹鍑轰笂寮忔潵,绠€鍗曞惂.鎴戠殑杩欎釜NP=90*4.7寰/32骞虫柟姣背*0.15,寰楀埌88鍖?.15鏄垜閫夊彇鐨勪簡鍊?绠椾簡鍖濇暟,鍐嶇‘瀹氱嚎寰?涓€鑸潵璇寸數娴佽秺澶?绾胯秺鐑?鎵€浠ラ渶瑕佺殑瀵肩嚎灏辫秺绮?,闇€瑕佺殑绾垮緞鐢辨湁鏁堝€兼潵纭畾,鑰屼笉鏄钩鍧囧€?涓婇潰宸茬粡绠楀緱浜嗘湁鏁堝€?鎵€浠ュ氨鏉ラ€夌嚎,鎴戠敤0.25鐨勭嚎灏卞彲浠ヤ簡,鐢?.25鐨勭嚎,鍏堕潰绉槸0.049骞虫柟姣背,鐢垫祦鏄?.2瀹?鎵€浠ュ叾鐢垫祦瀵嗗害鏄?.08,鍙互,涓€鑸€夊畾鐢垫祦瀵嗗害鏄?鍒?0瀹夌骞虫柟姣背.璁颁綇杩欎竴鐐?杩欏緢閲嶈.鑻ユ槸鐢垫祦寰堝ぇ,鏈€濂介噰鐢ㄤ袱鑲℃垨鏄袱鑲′互涓婄殑绾垮苟缁?鍥犱负楂橀鐢垫祦鏈夎秼鏁堝簲,杩欐牱鍙互姣旇緝濂?绗叚姝?纭畾娆＄骇缁曠粍鐨勫弬鏁?鍦堟暟鍜岀嚎寰?璁板緱鍘熻竟鎰熷簲鐢靛帇鍚?杩欏氨鏄竴涓斁鐢电數鍘?鍘熻竟灏辨槸浠ヨ繖涓數鍘嬫斁鐢电粰鍓竟鐨?鐪嬩笂杈圭殑鍥?鍥犱负鍓竟杈撳嚭鐢靛お涓?V,鍔犱笂鑲栫壒鍩虹鐨勫帇闄?灏辨湁5.6V,鍘熻竟浠?0V鐨勭數鍘嬫斁鐢?鍓竟浠?.6V鐨勭數鍘嬫斁鐢?閭ｄ箞鍖濇暟鏄灏戝憿,褰撶劧鍏堕伒瀹堝彉鍘嬪櫒閭ｄ釜鍖濇暟鍜岀數鍘嬫垚姝ｆ瘮鐨勮寰嬪暒.鎵€浠ュ壇杈圭數鍘?NS*(UO+UF)/VOR,鍏朵腑UF涓鸿倴鐗瑰熀绠″帇闄?濡傛垜杩欎釜鍓竟鍖濇暟绛変簬88*5.6/80,寰?.16,鏁村彇6鍖?鍐嶇畻鍓竟鐨勭嚎寰?褰撶劧涔熷氨瑕佺畻鍑哄壇杈圭殑鏈夋晥鍊肩數娴佸暒,鍓竟鐢垫祦鐨勬尝褰細鐢诲悧,鎴戠敾缁欏ぇ瀹剁湅涓€涓嬪惂鐢荤殑涓嶅お瀵圭О,娌″叧绯?鍙鐭ラ亾杩欎釜鎰忔€?灏卞彲浠ヤ簡.鏈夌獊璧风殑鏃堕棿鏄?-D,娌℃湁绐佽捣鐨勬槸D,鍒氬ソ鍜屽師杈圭浉鍙?浣嗗叾KRP 鐨勫€煎拰鍘熻竟鐩稿悓鐨勮繖涓嬬煡閬撲簡杩欎釜娉㈠舰鐨勬湁鏁堝€兼槸鎬庝箞绠楃殑浜嗗惂,鍝?鍐嶆彁閱掍竴鍙?杩欎釜宄板€肩數娴佸氨鏄師杈瑰嘲鍊肩數娴佷箻浠ュ叾鍖濇暟姣?瑕佹瘮鍘熻竟宄板€肩數娴佸ぇ鏁板€嶃€?绗竷姝ョ‘瀹氬弽棣堢粫缁勭殑鍙傛暟鍙嶉鏄弽婵€鐨勭數鍘?鍏剁數鍘嬫槸鍙栬嚜杈撳嚭绾х殑,鎵€浠ュ弽棣堢數鍘嬫槸绋冲畾鐨?TOP 鐨勭數婧愮數鍘嬫槸5.7鍒?V,缁曚笂7鍖?閭ｄ箞鍏剁數鍘嬪ぇ姒傛槸6V澶?杩欏氨鍙互浜?璁板緱,鍙嶉鐢靛帇鏄弽婵€鐨?鍏跺対鏁版瘮瑕佸拰骞呰竟瀵瑰簲,鎳備粈涔堟剰鎬濆悧,鑷充簬绾?鍥犱负娴佽繃鍏剁殑鐢垫祦寰堝皬,鎵€浠ュ氨鐢ㄧ粫鍘熻竟鐨勭嚎缁曞氨鍙互浜?鏃犱弗鏍肩殑瑕佹眰.绗叓姝?纭畾鐢垫劅閲?璁板緱鍘熻竟鐨勭數娴佷笂鍗囧叕寮忓悧I=VS*TON/L.鍥犱负浣犲凡缁忎粠涓婇潰鐢诲嚭浜嗗師杈圭數娴佺殑娉㈠舰,杩欎釜I灏辨槸:宄板€肩數娴?KRP,鎵€浠=VS.TON/宄板€肩數娴?KRP,鐭ラ亾浜嗗悧,浠庢灏辩‘瀹氫簡鍘熻竟鐢垫劅鐨勫€?绗節姝?楠岃瘉璁捐鍗抽獙璇佷竴涓嬫渶澶х鎰熷簲寮哄害鏄笉鏄秴杩囦簡纾佽姱鐨勫厑璁稿€?鏈塀MAX=L*IP/SJ*NP.杩欎釜浜斾釜鍙傛暟鍒嗗埆琛ㄧず纾侀€氭渶澶у€?鍘熻竟鐢垫劅閲?宄板€肩數娴?鍘熻竟鍖濇暟,杩欎釜鍏紡鏄粠鐢垫劅閲廘鐨勬蹇靛叕寮忔帹杩囨潵鐨?鍥犱负L=纾侀摼/娴佽繃鐢垫劅绾垮湀鐨勭數娴?纾侀摼绛変簬纾侀€氫箻浠ュ叾鍖濇暟,鑰岀閫氬氨鏄鎰熷簲寮哄害涔樹互鍏舵埅闈㈢Н,鍒嗗埆浠ｅ叆鍒颁笂闈?鍗冲綋鍘熻竟绾垮湀娴佽繃宄板€肩數娴佹椂,姝ゆ椂纾佽姱杈惧埌鏈€澶х鎰熷簲寮哄害,杩欎釜纾佹劅搴斿己搴﹀氨鐢ㄤ互涓婂叕寮忚绠?BMAX鐨勫€间竴鑸竴瑕佽秴杩?.3T ,鑻ユ槸濂界殑纾佽姱,鍙互澶т竴浜?鑻ユ槸瓒呰繃浜嗚繖涓€?灏卞彲浠ュ鍔犲師杈瑰対鏁?鎴栨槸鎹㈠ぇ鐨勭鑺潵璋?鎬荤粨涓€涓?璁捐楂橀鍙樺帇鍣?鏈夊嚑涓弬鏁拌鑷繁璁惧畾,杩欏嚑涓弬鏁板氨鍐冲畾浜嗗紑鍏崇數婧愮殑宸ヤ綔鏂瑰紡,绗竴鏄璁惧畾鏈€澶у崰绌烘瘮D,杩欎釜鍗犵┖姣旀槸鐢变綘鑷繁璁惧畾鐨勬劅搴旂數鍘媀OR鏉ョ‘瀹氱殑,鍐嶅氨鏄瀹氬師杈圭數娴佺殑娉㈠舰,纭畾KRP鐨勫€?璁捐鍙樺帇鍣ㄦ椂,杩樿璁惧畾鍏剁鑺尟骞匓,杩欏張鏄竴涓瀹?鎵€鏈夎繖浜涜瀹?灏辫杩欎釜寮€鍏崇數婧愬伐浣滃湪浣犺瀹氱殑鏂瑰紡涔嬩笅浜?瑕佷笉鏂殑璋冩暣,宸ヤ綔鍦ㄤ竴涓浣犳潵璇存渶濂界殑鐘舵€佷箣涓?杩欏氨鏄珮棰戝彉鍘嬪櫒鐨勮璁′换鍔?鎬荤粨涓€涓?。

CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。