反激变换器的原理与设计

反激变换器原理
反激变换器是一种常用的电力电子变换器，通过将输入的直流电压变换成所需的输出电压来实现能量的转换。

它由高频开关管、变压器、整流电路、滤波电路和控制电路等组成。

反激变换器的工作原理如下：
1. 开关管控制：反激变换器中的高频开关管（如MOSFET或IGBT）通过开关动作，周期性地打开和关闭。

开关管的导通
和截止决定了输入电压是否能够向变压器传递。

2. 能量储存：当开关管导通时，输入电压通过变压器的主绕组向储能元件（如电感、变压器副绕组或电容）储存能量。

由于能量储存元件的特性，电流开始增加，同时电压开始降低。

3. 能量释放：当开关管截止时，储能元件会释放储存的能量。

电感元件的电流开始减小，通过变压器的副绕组向输出端提供能量。

此时输出端的电压会升高。

4. 输出整流：变压器副绕组的电压经过整流电路（如二极管桥）后，变成直流电压，用于供应负载。

5. 控制电路：反激变换器需要一个控制电路来监测输出电压，并根据需要调整开关管的导通和截止时机，以使输出电压保持稳定。

控制电路通常使用反馈回路和比较器来实现。

根据所需的输出电压和负载性质，反激变换器可以选择多种拓
扑结构，如单端反激、双端反激等。

同时，反激变换器还可以通过合理的设计，在开关管截止时将储能元件的能量转移到输入电压源中，实现能量的回馈，提高整体效率。

反激式变换器原理设计与实用反激式变换器是一种常用的直流-直流转换器，主要用于将直流电压转换为不同电压级别的直流电压。

它采用单端开关转换器结构，其基本原理是通过周期性开关和储能元件（如电感或变压器）来实现电源和负载之间的能量转换。

1.绝缘变压器：反激式变换器中常使用绝缘变压器，这样可以实现输入和输出之间的电气隔离。

绝缘变压器将电源的直流电压通过变压器的绝缘耦合转换为高频交流电压。

2.开关元件：反激式变换器中使用开关器件（如MOSFET或IGBT）来周期性地开关电源与负载之间的连接。

开关器件的导通和截止状态可以通过控制器来调节，以实现控制电压输出。

3.能量传输和储存：当开关器件导通时，电源能量传输到负载，同时电感或变压器中储存大量能量。

当开关器件截止时，储存的能量通过二级储能电容释放给负载。

4.输出稳压：通过控制开关器件的导通比例和开关频率，可以实现输出电压的稳定。

通过反馈调节，可以使输出电压保持恒定。

1.输入电流和电压：确定输入电流和电压的范围，以满足负载需求。

2.输出电压和电流：确定输出电压和电流的需求，以满足负载的要求。

3.转换效率：转换效率是衡量变换器性能的重要指标，需要合理选择开关器件和电感的参数，以提高转换效率。

4.稳定性和纹波：稳定性是指输出电压在不同负载和输入电压条件下保持稳定。

纹波是指输出电压的波动，需要合理选择滤波电感和电容的参数，以降低纹波。

5.保护功能：反激式变换器需要具备过压、过流和短路等保护功能，以保护开关器件和负载免受损坏。

总而言之，反激式变换器通过开关器件和储能元件实现了电源和负载之间的能量转换，具有结构简单、转换效率高的特点。

它的设计需要考虑输入输出电压和电流的需求，转换效率、稳定性和纹波的要求，同时还需要具备保护功能。

反激式变换器在电源和电子设备中具有广泛应用前景。

反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1. .输入电压范围Vin=85—265Vac;2. .输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3. .变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中: Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

反激变换器的原理与设计反激变换器（flyback converter）是一种常用的直流电源变换器，能够将输入电压转换为所需的输出电压。

它主要由能量存储元件（电感器）、开关管（MOSFET）以及输出电压反馈回路等组成。

下面将详细介绍反激变换器的工作原理和设计要点。

1.原理：在能量存储阶段，切换管导通，输入电压通过电感器（主电感L）充电，电能被存储在电感器和漏感（副电感Lm）中。

此时二极管（D）关断。

在能量释放阶段，切换管关断，电感器中储存的能量开始传输。

电感器的电压将上升到储能电容器（C）和负载上，形成输出电压。

漏感中储存的能量也开始传输。

此时，二极管导通，漏感中的能量传递给负载和储能电容器。

2.设计要点：（1）选择合适的开关元件：切换管应选择能承受输入电压和输出功率的MOSFET管。

无源减压型和有源减压型的选型要求不一样，要根据具体需求进行选择。

（2）合理设计变压器：变压器设计是反激变换器设计的关键，主要包括匝数计算、电感值确定、磁芯选型等。

合理设计变压器能提高效率，减小开关压降。

（3）选取合适的反馈控制方式：常用的控制方式有电流模式控制和电压模式控制。

电流模式控制适用于负载变化较大的场景，能够保持输出电流的稳定性；电压模式控制适用于负载变化较小的场景，能够保持输出电压的稳定性。

（4）合理选择电容器和滤波电路：电容器的选择应根据输出电流和负载的特点来确定合适的容值。

滤波电路的设计可以减小电磁干扰和输出纹波。

（5）考虑过渡过程和保护措施：在设计过程中还要考虑到启动过程的稳定性、变压器的漏电感对输出电压的影响、过电流保护、过压保护等方面的问题，以确保变换器的可靠性和安全性。

总结：反激变换器作为直流电源转换器的重要一环，其设计和应用十分广泛。

设计反激变换器时，需要根据具体的输入输出电压和负载要求，选择适当的元件和控制策略，合理设计变压器和电路，以及充分考虑保护和稳定性问题。

这样可以提高反激变换器的性能，实现高效稳定的电源转换。

一、 单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。

工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。

3、工作波形工作波形如下：连续工作模式： 断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1） 连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2） 而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1）） （1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10） 将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13） 将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、 双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。

反激式和正激式变换器的工作原理反激式变换器和正激式变换器是电力电子领域中常见的两种变换器结构，它们在不同的应用场景下具有不同的工作原理。

一、反激式变换器的工作原理反激式变换器是一种常用的开关电源变换器，它通过开关管的开关动作来实现输入电压的变换。

反激式变换器一般由一个开关管、一个变压器、一个滤波电容和一个负载组成。

1. 工作原理反激式变换器的工作原理主要分为两个阶段：导通阶段和关断阶段。

导通阶段：当开关管导通时，变压器的一侧与输入电源相连，另一侧与负载相连。

此时，输入电流通过变压器的一侧流入，变压器的另一侧产生电磁感应，使得负载得到相应的电压。

关断阶段：当开关管关断时，变压器的一侧与负载相连，另一侧与滤波电容相连。

此时，由于变压器一侧的电流无法立即变为零，电流会通过滤波电容继续流向负载，从而使得负载得到稳定的电压。

2. 特点与应用反激式变换器具有体积小、成本低、效率高等优点，广泛应用于电力电子产品中。

例如，电视机、计算机、手机充电器等都采用了反激式变换器作为其电源模块，提供稳定的直流电压。

二、正激式变换器的工作原理正激式变换器是一种将输入电压转换为输出电压的变换器，它通过不断开关的方式来实现电压的变换。

正激式变换器一般由一个开关管、一个变压器、一个整流电路和一个滤波电容组成。

1. 工作原理正激式变换器的工作原理主要分为两个阶段：导通阶段和关断阶段。

导通阶段：当开关管导通时，输入电流通过变压器的一侧流入，变压器的另一侧产生电磁感应，使得负载得到相应的电压。

关断阶段：当开关管关断时，变压器的一侧与整流电路相连，另一侧与滤波电容相连。

此时，由于变压器一侧的电流无法立即变为零，电流会通过整流电路继续流向负载，从而使得负载得到稳定的电压。

2. 特点与应用正激式变换器具有输出电压稳定、抗干扰能力强等优点，广泛应用于电力电子领域中。

例如，直流电源、变频器等都采用了正激式变换器作为其电源模块，提供稳定的输出电压。

5.2 反激变换器反激变换器就是在Buck-Boost变换器的开关管与续流二极管之间插入高频开关变压器，从而实现输入与输出电气隔离的一种DC-DC变换器，因此，反激变换器实际上就是带隔离的Buck-Boost变换器。

反激变换器能量传输的时机与正激变换器正好相反，它是在开关关断期间向负载传输能量。

由于反激变换器的高频变压器除了起变压作用外，还相当于一个储能电感，因此，反激变换器也称之为“电感储能式变换器”或“电感变换器”。

5.2.1 单管反激变换器的组成和工作原理1. 单管反激变换器的电路组成及工作原理单管反激变换器的主电路结构如图5.2.1所示，图中V i为输入电压、V O为输出电压、i O 为输出电流、VT为开关管，VD为续流二极管、C为输出滤波电容、R L为负载电阻。

L1、L2为高频变压器T的原、副边分别对应的电感，流过原、副边的电流分别为i N1、i N2，变压器变比n=N1/N2，变压器变比的倒数用“γ”表示，即γ= N2/N1（后面的分析会发现：对于反激变换器，其有关表达式中用“γ”表示更好）。

oV图5.2.1单端反激变换器的主电路图单管反激变换器的工作原理：在开关管VT导通期间，输入电压V i加在一次电感L1上，流过原边的电流i N1线性增加，高频变压器将电能转换成磁能储存在电感L1中。

因二次绕组同名端与一次绕组同名端相反，使得整流二极管VD因反偏而截止，二次侧无电流流过，负载仅由输出滤波电容C提供电能。

在开关管VT关断期间，流过原边的电流i N1变为零，其变压器二次侧感应电压使续流二极管VD正偏而导通，储存在变压器原边电感L1中的磁能通过互感耦合到L2，变压器释放能量，流过变压器副边的电流i N2线性减小。

可见，反激变换器的高频变压器实际是一个初级与次级紧密耦合的电感器。

显然，对于反激变换器，当晶体管导通时，高频开关变压器的初级电感线圈储存能量；而当晶体管关断时，初级线圈中储存的能量才通过次级线圈释放给负载，即反激变换器在开关管导通期间储存能量，而在开关管关断期间才向负载传递能量。

反激变换器工作原理反激变换器是一种常用的电力转换器，它通过周期性地打开和关闭开关管来实现输入电压的转换。

它主要由开关管、变压器、电感器、电容器和负载组成。

反激变换器的工作原理如下：1. 开关管：反激变换器通常采用MOSFET或IGBT作为开关管。

开关管在工作周期内周期性地打开和关闭，通过控制开关管的导通和截止状态来调节输出电压。

2. 变压器：变压器是反激变换器的核心部件之一，它由一个或多个绕组组成，将输入电压转换为所需的输出电压。

开关管的开关状态改变会导致变压器中的磁场变化，从而产生电压变化。

3. 电感器和电容器：电感器和电容器通常用来滤除变压器输出的脉动，以平稳输出电压。

电感器能够储存电能并提供稳定的电流，而电容器则能存储电能并提供平稳的电压。

4. 负载：负载是反激变换器的输出部分，它可以是各种各样的电子设备，如电脑、手机等。

负载对于电压的要求不同，因此反激变换器需要根据负载的需求来调节输出电压。

反激变换器的工作过程如下：1. 当开关管导通时，输入电流通过开关管、变压器和电容器，形成一个闭合回路。

同时，变压器的绕组储存能量，电容器储存电荷。

2. 当开关管截止时，闭合回路断开，变压器绕组中的磁场塌陷，产生一个反向的电压。

该电压在电感器和电容器的作用下，使得输出电压大于输入电压，并提供给负载。

3. 根据负载的需求，反激变换器会周期性地控制开关管的开关状态，以使输出电压保持稳定。

当开关管重新导通时，循环重新开始。

反激变换器通过打开和关闭开关管，利用变压器、电感器和电容器的储能和释能特性，将输入电压转换为所需的输出电压，以满足负载的工作要求。

反激变换器是一种常见的电源转换器拓扑结构，它可以将直流电压转换为所需要的电压输出。

然而，在实际应用中，我们常常会面对一些问题，其中之一就是反激变换器的不连续模式引起的较高导通损耗。

本文将从以下几个方面对反激变换器的不连续模式和导通损耗进行详细分析和讨论。

一、反激变换器的工作原理我们来简要介绍一下反激变换器的工作原理。

反激变换器是一种将输入直流电压转换为输出交流电压的开关电源转换器。

其基本拓扑结构包括主电感Lr、副电感Lm、变压器T1、二极管D和开关管Q。

当开关管Q导通时，主电感Lr储存能量；当开关管Q关断时，通过副电感Lm和二极管D实现输出电压的转换。

反激变换器具有简单、成本低、效率高等优点，因此在许多电源系统中得到广泛应用。

二、反激变换器的不连续模式在反激变换器的工作过程中，当输入电压、负载变动或开关管Q的工作频率改变时，容易出现反激变换器的不连续模式。

不连续模式指的是主电感Lr的电流在每个工作周期内都会降为零。

当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，导致能量的损失以及开关管Q的开启引发电压的突变，从而产生较高的导通损耗。

三、较高的导通损耗不连续模式下，反激变换器的导通损耗较高主要是由以下因素造成的：1. 开关管Q的开启损耗。

当主电感电流降为零时，开关管Q需要重新开启，其开启损耗较大，导致能量的损失。

2. 电压突变引起的损耗。

主电感电流降为零时，变压器T1端子的电压会突变，导致能量的损失。

3. 主电感电流降为零时产生的电磁干扰。

主电感电流突然降为零会引起电磁干扰，从而影响系统的稳定性和性能。

四、降低反激变换器的导通损耗的方法为了降低反激变换器在不连续模式下的导通损耗，我们可以采取一些技术手段：1. 优化控制策略。

采用合理的控制策略可以减小不连续模式的出现频率，从而减少导通损耗。

2. 优化拓扑结构。

改进反激变换器的拓扑结构，如采用零电流开关等技术可以降低导通损耗。

3. 优化元器件选择。

选择性能更好的开关管、磁性元件等，可以提高反激变换器的工作效率，降低导通损耗。

反激变换器的工作原理一、引言反激变换器是一种常见的电源变换器，广泛应用于各种电子设备中。

它具有体积小、效率高、成本低等优点，因此得到了广泛的应用。

本文将详细介绍反激变换器的工作原理。

二、反激变换器的基本结构反激变换器由输入滤波电容、开关管、变压器、输出整流电路和输出滤波电容等组成。

其中，开关管控制输入电源与变压器之间的连接和断开，从而实现能量转换；变压器则起到能量转换和隔离的作用；输出整流电路将交流信号转化为直流信号；输出滤波电容则平滑输出直流信号。

三、反激变换器的工作原理1. 开关管控制在反激变换器中，开关管是非常重要的一个部分，它控制着输入电源与变压器之间的连接和断开。

当开关管导通时，输入电源会通过开关管进入到变压器中；当开关管关闭时，则会产生一个高压脉冲，从而使得能量从变压器向输出端传输。

2. 变压器在反激变换器中，变压器的作用是将输入电源的能量转换为高频交流信号，并将其传输到输出端。

具体来说，当开关管导通时，输入电源会通过变压器的一段绕组，并在另一段绕组上产生一个磁场；当开关管关闭时，则会使得磁场崩溃，从而产生一个高压脉冲。

3. 输出整流电路在反激变换器中，输出整流电路的作用是将交流信号转化为直流信号。

具体来说，输出整流电路由二极管和滤波电容组成，其中二极管起到将交流信号转化为直流信号的作用，而滤波电容则平滑输出直流信号。

4. 输出滤波电容在反激变换器中，输出滤波电容的作用是平滑输出直流信号。

具体来说，当输出端存在负载时，会产生一定的纹波；而输出滤波电容则可以对这些纹波进行平滑处理。

四、反激变换器的优点和缺点1. 优点(1) 体积小：反激变换器采用高频开关技术，在同等功率情况下可以大大减小变压器尺寸。

(2) 效率高：反激变换器采用高频开关技术，能够减小开关管的导通和截止时间，从而提高效率。

(3) 成本低：反激变换器采用简单的电路结构，因此成本较低。

2. 缺点(1) 电磁干扰：反激变换器中存在高频信号，容易对周围的电子设备产生电磁干扰。

17反激变换器的工作原理反激变换器（Flyback Converter）是一种非隔离式开关电源，常用于小功率应用，具有简单、成本低、体积小等优点。

其工作原理如下：一、基本结构反激变换器主要由变压器、开关管、输出整流滤波电路以及控制电路组成。

变压器是反激变换器的核心部件，它通过变压比实现输入到输出电压的转换。

二、工作模式反激变换器具有两个基本工作模式：储能和传递。

1. 储能模式（Energy Storage Mode）：在开关管关断时，输入电感储存能量。

此时输入电感的极性为相应端子电压的周期性上升状态，储能模式可以分为四个阶段：1）提供输入电感电流；2）电流线性到零磁能储能；3）零磁能转换为输出电能；4）功率管保持关断状态。

2. 传递模式（Energy Transfer Mode）：在开关管导通时，储能结果输出并传递能量。

传递模式循环的四个阶段如下：1）级联电感Ram选择开；2）输出电流流经界面变压器的1到3档；3）过渡到极限转情况，并根据从3到4的过渡转换；4）开关Tube开关。

三、工作过程反激变换器的工作过程可分为以下几个步骤：1.稳定化磁能储存：当开关管Q1关闭时，输入电感L1储存能量。

此时，输入电感L1的电压上升，存储能量。

2.关断开关管：当输入电流接近零时，控制电路检测到零电流情况，导致开关管Q1关闭，并切断输入电压。

3.能量转移：开关管Q1关闭后，储存的磁能在变压器T1中释放，并且通过二次绕组将能量传递给输出负载。

变压器的变比决定输出电压的大小。

4.输出整流滤波：输出电流通过二次绕组传递给输出端，再通过整流器和滤波器进行整流和滤波处理，得到平稳的直流输出电压。

5.反馈控制：控制电路会监测输出电压，当它低于预设值时，调整开关管的开关频率和占空比，使得输出电压保持稳定。

四、优缺点反激变换器的主要优点有：1.成本低：因为使用的元器件较少，制造成本较低。

2.体积小：相对于其它开关电源，反激变换器的体积较小，适用于空间有限的应用场景。

反激变换器的工作原理一、概述反激变换器是一种常用的电源转换器，其工作原理基于电感储能与放电控制。

它可将直流电源转换成所需的交流电源，广泛应用于各种电子设备中。

二、工作原理2.1 反激变换器的基本结构反激变换器主要由功率开关、变压器、整流电路和滤波电路等组成。

其中，功率开关用于控制电流的流动方向，变压器用于实现电压变换，整流电路用于将变压器输出的交流电转换为直流电，滤波电路则用于去除杂散噪声。

2.2 正向导通状态反激变换器的工作周期一般分为导通和关断两个阶段。

在正向导通状态下，通过对功率开关施加驱动信号，使得开关管导通，此时电流从电源流向变压器的一侧。

通过电感储能，变压器储存了能量。

2.3 反向关断状态在导通状态过后，对功率开关施加反向驱动信号，使得开关管关断。

由于开关关闭，电感器上的电流无法立即消失。

此时，电流通过反向二极管流回电源，变压器的一侧电势增大，使得能量释放到负载上。

三、反激变换器的工作特点3.1 高效性反激变换器利用了储能元件的能量来实现电源输出，能够达到较高的能量转换效率。

相比传统线性电源转换器，其能量损耗更小。

3.2 变换能力强反激变换器能够将直流电源转换成不同电压、不同频率的交流电。

这使得它适用于多种电子设备，如电子通信、家电等。

3.3 体积小巧由于反激变换器的高效性和变换能力强，它不需要大量使用电容来进行滤波，从而减小了它的尺寸。

3.4 稳定性差受到外部负载的影响，反激变换器工作时可能会发生输出电压的波动。

为了保持输出电压稳定，需要采取一定的控制策略和滤波措施。

四、反激变换器的应用4.1 电子通信设备反激变换器常用于电子通信设备中，如手机、调制解调器等。

其高效的能量转换特性使得通信设备能够在电池供电下工作时间更长。

4.2 家电产品由于体积小巧和成本相对较低，反激变换器在家电产品中得到了广泛应用。

如电视、音响等。

4.3 新能源应用反激变换器还可用于新能源领域，如太阳能光伏发电系统和可再生能源发电站。

反激变压器原理及设计方法本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=V o+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.连续电流模式(CCM)模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格..输入电压范围V in=85—265V ac;.输出电压/负载电流:V out1=5V/10A,V out2=12V/1A;.变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压V in(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [V in(min)* Dmax]/ [(V out+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+Vf)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+Vf)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*V in(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= V in(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子A w*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;A w*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积A w=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*A w=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (V out+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ V in(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(V out+Vf)*n/[(V out+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低V in(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ (1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* V in(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下:1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02 (3)Ls1*[Is2p –Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七). 令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02 (6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2 (8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2 k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.本文来自: 原文网址：/articlescn/xformer/0073639.html。

反激变换器控制电路的设计反激变换器（Flyback Converter）是一种常用的电力供应技术，具有简单、高效、经济等优点。

反激变换器主要由开关管、反激变压器、输出滤波电路、反馈控制电路等组成。

设计反激变换器控制电路需要考虑多个因素，如电压、电流、功率、效率、稳定性等。

本文将详细介绍反激变换器控制电路的设计过程。

1.反激变换器结构概述反激变换器是一种应用反激原理的DC-DC转换器，主要用于将输入直流电压转换为输出直流电压。

其基本结构由开关管、反激变压器、输出滤波电路、反馈控制电路等组成。

开关管通过周期性开关操作，使反激变压器储能和释能，从而实现能量转换。

2.反激变换器控制电路设计要点（1）输出电压控制反激变换器需要根据输出电压的需求对开关管进行控制。

一般采用反馈控制电路实现输出电压的稳定控制。

常见的控制方式有电压模式控制和电流模式控制。

在设计过程中，需要根据实际应用需求选择合适的控制模式，并合理设计反馈电路。

（2）电流保护（3）稳定性和抗干扰能力（4）效率优化3.反激变换器控制电路设计步骤（1）确定输入和输出参数：根据实际应用需求，确定输入和输出电压、电流、功率等参数。

（2）选择开关管和变压器：根据输入和输出参数选择合适的开关管和变压器。

（3）设计反馈控制电路：根据输出电压控制需求选择合适的控制模式，并设计合适的反馈控制电路。

（4）设计电流保护电路：根据需求设计电流保护电路，保护电路和负载。

（5）设计稳定性和抗干扰能力：根据需求设计滤波电路、继电器和电源线路等，保证稳定性和抗干扰能力。

（6）效率优化：根据需求进行效率优化设计，如选择合适的开关管、合理控制开关频率等。

（7）系统测试与优化：完成电路设计后，对整个系统进行测试并进行优化，以保证电路的性能和稳定性。

4.结束语反激变换器控制电路的设计是一个复杂而重要的工作，需要综合考虑多个因素，并进行合理的选择和优化。

通过合理设计控制电路，可以实现反激变换器的稳定、高效运行，从而满足不同应用场景的需求。

反激式变换器原理设计与实⽤反激式变换器原理设计与实⽤1、引⾔反激式转换器⼜称单端反激式或“BUCK-BOOST”转换器，因其输出端在原边绕组关断时获得能量故⽽得名。

在反激变换器拓扑中，开关管导时，变压器储存能量，负载电流由输出滤波电容提供；开关管关断时，变压器将储存的能量传送到负载和输出滤波电容，以补偿电容单独提供负载电流时消耗的能量。

其优点如下：a、电路简单，能⾼效提供多路直流输出，因此适合多组输出要求；b、输⼊电压在很⼤的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，⽬前⼰可实理交流输⼊85-265V间，⽆需切换⽽达到稳定输出的要求；c、转换效率⾼，损失⼩；d、变压器匝数⽐值⼩。

2、反激变换器⼯作原理以隔离反激式转换器为例（如右图），简要说明其⼯作原理：当开关管VT 导通时，变压器T初级Np有电流Ip，并将能量储存于其中（E=Lp*Ip2/2）。

由于初级Np与次级Ns极性相反，此时次级输出整流⼆极管D反向偏压⽽⽌，⽆能量传送到负载。

当开关管VT关断时，由楞次定律：（感应电动势E=—N Δ∮/ΔT）可知，变压器原边绕组将产⽣⼀反向电动势，此时输出整流⼆极管D正向导通，负载有电流Il流通。

由图可知，开关管Q导通时间Ton的⼤⼩将决定IP、Vds的幅值为Vds（max）=Vin/1-Dmax。

（其中Vin:输⼊直流电压；Dmax：最⼤占空⽐Dmax=Ton/T）。

由此可知，想要得到低的漏极电压，必须保持低的Dmax，也就是Dmax<0.5，在实际应有中通常取Dmax=0.45，以限制Vds（max）≦2Vin。

开关管VT导通时的漏极⼯作电流Id，也就是原边峰值电流Ip，根据能量守恒原则即原副边安匝数相等NpIp=NsIs可导出等式：Id=Ip=Il/n。

因Il=Io，故当Io⼀定时，匝⽐N的⼤⼩即决定了Id的⼤⼩。

原边峰值电流Ip也可⽤下⾯公式表⽰：Ip=2Po/(n*Vin*Dmax)(n转换器的效率)。