如何实现正激式同步整流拓朴结构

(19)中华人民共和国国家知识产权局(12)实用新型专利(10)授权公告号 (45)授权公告日 (21)申请号 202021512548.1(22)申请日 2020.07.27(73)专利权人 武汉海德博创科技有限公司地址 430000 湖北省武汉市东湖新技术开发区高新大道999号武汉新能源研究院大楼G2-1012(72)发明人 赵勇兵　段双意　夏华东　(74)专利代理机构 武汉经世知识产权代理事务所(普通合伙) 42254代理人 马君胜(51)Int.Cl.H02M 3/335(2006.01)H02M 7/217(2006.01)H02M 1/32(2007.01)(54)实用新型名称双管正激输出同步整流电路(57)摘要本实用新型涉及一种双管正激输出同步整流电路，包括：主变压器，所述主变压器包括：初级绕组和次级绕组；初级逆变单元，初级逆变单元包括：与初级绕组相连接的第一整流管和第二整流管、与第一整流管和第二整流管相连接的第一二极管和第二二极管；次级整流单元，次级整流单元包括：依次与次级绕组相连接的第三整流管、第四整流管和第五整流管、连接于所述第五整流管两端的调配电容，以及，第三二极管；以及，滤波单元。

由于肖特基二极管无恢复时间，所以在死区时间里第一整流管的寄生二极管导通不会造成主变压器的次级绕组短时短路，因此也不会产生电流、电压尖峰,拓扑的可靠性、自兼容性和电磁兼容性相比普通同步整流电路更佳。

权利要求书1页 说明书4页 附图1页CN 212392810 U 2021.01.22C N 212392810U1.一种双管正激输出同步整流电路，其特征在于，包括：主变压器，所述主变压器包括：初级绕组和次级绕组；与电压输入端相连接的初级逆变单元，所述初级逆变单元包括：与所述初级绕组相连接的第一整流管和第二整流管、与所述第一整流管和第二整流管相连接的第一二极管和第二二极管；与所述次级绕组相连接的次级整流单元，所述次级整流单元包括：依次与所述次级绕组相连接的第三整流管、第四整流管和第五整流管、连接于所述第五整流管两端的调配电容，以及，一端连接于所述第三整流管、另一端连接于所述第五整流管的第三二极管；以及，连接于所述第三二极管相连接的滤波单元。

低压大电流DC/DC变换器拓扑分析摘要：目前对低压大电流DC/ DC 变换器的研究方兴未艾。

如何选择合适的拓扑电路是其首要任务。

从拓扑、应用方面系统地论述了低压大电流技术近期的发展，阐述了各种拓扑电路的特点及用途并进行了分析比较。

同时，详细地介绍了其关键的同步整流技术及其各种驱动方法。

1 引言随着电子技术的迅速发展，以及各种微处理器、IC 芯片和数字信号处理器的普及应用，对低压大电流输出的低压变换器的研究与应用成为日益重要的课题。

在低电压输出的情况下，一般的二极管整流很难达到较高效率，需采用同步整流技术，这就使得同步整流成为低压大电流技术中的关键技术。

另外，如何选择合适的拓扑，使变换器的性能最优化，也是一个极其重要的问题。

首先分别从变压器的初级和次级对各种基本拓扑进行分析比较，分别得出初级和次级适合于低压大电流的优化拓扑，然后进行组合，列举了3 种典型的拓扑，最后对优化的组合作进一步的比较分析。

2 基本拓扑及其优缺点分析以变压器为界，此类变换器的初级拓扑可从其所能传送的功率以及拓扑结构的复杂程度等方面进行分析。

在提高低压大电流变换器的效率中显得尤为重要的是其次级的拓扑。

本文首先从提高效率的角度对其进行分析，然后综合考虑其结构复杂性和驱动方式等的问题。

2. 1 变压器初级拓扑的优选相对于升压型变换器来说，降压型变换器更加适用于低压大电流变换器。

其变压器初级的基本拓扑主要可用正激式、反激式、推挽式、半桥式和全桥式等5 种。

但是，其中的反激式变换器显然不适合低压大电流的要求，因为它的输出纹波较大，变压器漏感引起较大的电压尖峰，功率不大（150W 以下）,变换器效率不高，因而只能在电压和负载调整率要求不高的场合使用。

2. 2 变压器次级拓扑的优选2. 2. 1 同步整流技术基本原理同步整流技术旨在实现同步整流管栅极和源极之间的驱动信号与同步整流管漏极和源极之间开关同步。

理想的同步整流技术可使同步整流管起到和整流二极管同样的作用，即正向电压导通，反向电压关断。

开关电源分类


开关电源主回路可以分为隔离式与非隔离式两大类型。 非隔离——输入端与输出端电气相通，没有隔离。 1、串联式结构是指在主回路中，相对于输入端而言，开 关器件与输出端负载成串联连接的关系。例如buck拓扑型 开关电源就是属于串联式的开关电源 2、并联式结构是指在主回路中，相对于输入端而言，开 关器件与输出端负载成并联连接的关系。例如boost拓扑 型开关电源就是属于串联式的开关电源 3、极性反转结构是指输出电压与输入电压的极性相反。 电路的基本结构特征是：在主回路中，相对于输入端而言， 电感器L与负载成并联。Buck-boost拓扑就是反极性开关 电源
工作过程分析



工作过程： 1、当K导通时→IL 线性增加，D截止此 时C向负载供电 2、当K断开时→Ul 和Ui串联，以高于 Uo的电压向C充电同 时向负载供电，此时 D导通,IL逐渐减小 若IL减小到0，则D 截止，只有C向负载 供电
CCM和DCM模式下的各点电压

由上可知BOOST电路也会出现电感电流断续的情况，即 也有CCM 和DCM两种模式，各点电压分别如左右所示 在DCM模式下若IL值逐渐减小到Io，则C和L同时向负载放 电， 若IL值继续减小直至0，则D关断，只有C向负载放电，直 到下次周期开始
DCM模式下的电压增益比



τ <0.5D1(1-D1)(1-D1)时，IL不连续,同样利用IL的 上升部分同下降部分相等可以得到电压增益M= （D1+D2）/D2 此时D1+D2<1，又有IL在Ts内的平均值是 Is,Is=Vs(D1+D2)D1Ts/2L=MIo. 从以上两式可以得到
1 1 2D12 / D1 M 0.5 2 2

是DC-DC整流模块）提出了新的要求。
1. 用肖特基二极管进行整流，而肖特基二极管的正向
压降一般为0.3v，若输出电压降低到2v以下，仅损耗在肖
特基管的正向导通压降上的功率就相当于电源模块输出
功率的10%以上。因此，要想取得较高的功率密度几乎
是不可能的。
2.同步整流技术采用同步整流管来代替肖特基二极管进
NTD4857的datasheet IRFP460的datasheet
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三、副边同步整流管的驱动技术分析与研究
同步整流技术的核心问题是同步整流管的驱动问题，根据同步 整流管的驱动信号来源，可以将同步整流管的驱动方式分为外部驱 动式（controller driven）和自驱动式（self－driven），相对于自 驱动方式，外部驱动方式不仅需要额外的器件，增加电路的复杂 性，提高电路的成本，而且其对于电路效率的贡献也很少，因此在 实际的电路中很少采用外部驱动方法。
极管对Cgs充电，开关管S导通。在t2时刻，当开关管S上的驱动电
压消失，(比如正激变换器中变压器磁复位结束 )。此时，辅助开
关管仍然处于关断状态，二极管D1由于承受反向电压而截止。开
关管S导通直到t3时刻。当Sa驱动信号到来时，才截止。
应用实例：变压器绕组来驱动同步整流管2
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四、 副边同步整流驱动方式
讨。
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1. 栅极电荷转换技术(Gate charge commutatioБайду номын сангаас) 栅极电荷转换技术的原理
该技术的电路简单，只需要一个附加的绕组，充分利用了同步整流管的
门-源电容。两个二极管在此的作用是用来箝位SR门源电压。当不接这两个二
极管时，SR 开通时的驱动电压为附加绕组上电压的一半，关断后门源电压为

变换器的介绍： Transformer introduction
变压器：原边（原级）primary side 和
副边（次级）secondary side 原边电感（励磁电感）--magnetizing inductance
漏感---leakage inductance
副边开路或者短路测量原边电感分别得励磁电感和漏感 变压器的作用：1. 电气隔离； 2. 变比不同，达到电压升降； 3. 磁耦合传送能量；
压器储存能量，磁通量增加。在导通期间，磁通的增加量
为：
( )
V in W1
* D * Ts
此过程中，副边绕组的电压为Vin/N（N为原边和副 边匝数比），整流二极管D3导通，给电感、电容充电和负
载供电。
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(2) MOS管截止时，变压器原边励磁电感中的电流不
能跃变（方向不变，大小连续变化），通过二极管D1和D2
式中，K13=W1/W3是原边与复位绕组的匝比，
K23=W2/W3 是副边与复位绕组的匝比。
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此时，整流二极管D1 关断，滤波电感电流iL1通过续
流二极管D2续流，与buck变换器类似。
在此开关模态中，加在Q上的电压VQ为：
VQ=Vin+K13*Vin。
电源电压Vin反向加在复位绕组W3上，故铁芯去磁， 铁芯磁通Ø减小： W3*dØ/dt=-Vin 铁芯磁通Ø的减小量为：Vin/W3*ΔD*Ts。
2. 和Boost、Buck变换器一样，Flyback变换器也 有电流连续和断续两种工作方式。对Flyback变换器
来说，电流连续是指变压器两个绕组的合成安匝在一 个开关周期中不为零，而电流断续是指合成安匝在Q 截止期间有一段时间为零。图中a、b、c 给出了变换 器在不同开关模态下的等效电路图。

正激变换器中同步整流驱动分析摘要:对同步整流的概念进行了定义并按驱动方式将它分为自驱动同步整流和外驱动同步整流；然后对正激变换器中自驱动和外驱动同步整流的特性分别进行了比较分析,在自驱动部分重点分析了RCD 箝位和有源箝位2 种形式的同步整流正激变换器电路;并讨论了影响同步整流效率的因素及提高效率应采取的措施;最后通过实验得出结论,同步整流是低压、大电流电源中提高效率的有效方法。

关键词: 正激变换器; 同步整流; 自驱动; 外驱动计算机、通信交换机等数据处理设备在电路密度和处理器速度不断提高的同时,电源系统也向低压、大电流和更加高效、低耗、小型化方向发展。

如今IC 电压已经从5 V 降为3. 3 V 甚至1. 8 V ,今后还会更低。

在DC2DC 变换器中,整流部分的功耗占整个输出功率的比重不断增大,已成为制约整机效率提高的障碍。

传统整流电路一般采用功率二极管整流,由于二极管的通态压降较高,因此在低压、大电流时损耗很大。

这就使得同步整流技术得到了普遍关注并获得大量应用[1 ,2 ] 。

同步整流技术就是用低导通电阻MOSFET 代替传统的肖特基整流二极管,由于MOSFET 的正向压降很小,所以大大降低了整流部分损耗[2 ] 。

同时对MOSFET 给出开关时序随电路拓扑工作要求作相应变化的门极驱动信号。

由于门极驱动信号与MOSFET开关动作接近同步,所以称为同步整流(Synchronous Rectification ,简称SR) 。

1 正激变换器中的同步整流自驱动同步整流是指直接从变压器副边绕组或副边电路的某一点上获取电压驱动信号,来驱动同步整流管。

外驱动同步整流是指通过附加的逻辑和驱动电路,产生随主变压器副边电压作相应时序变化的驱动信号,驱动SR 管。

这种驱动方法能提供高质量的驱动波形,但需要一套复杂的驱动控制电路。

相比较来说,自驱动同步整流的电路结构简单,所需元件数量较少;同时自驱动同步整流续流二极管靠复位电压驱动,所以工作特性依赖于功率变压器的复位方式。

图5LCD缓冲网络复位电路有源箝位复位电路原理图如图6所示。

辅助开关VF1用来提供变压器磁化能量的回馈路径。

主开关VF关断后，部分磁化能量转移到Cs中，致使VD开通，然后在VF1上加开通信号，实现零电压开通，磁化电流一直下降到负向；VF1关断后，磁化电感与Cs谐振，能量一部分回馈到电源，一部分转移在磁化电感中；然后开通VF，开始新的周期。

有源钳位正激变换器具有如下特点：①变压器磁化能量和漏感能量可重复利用；②开关管承受的电压低；③开关管易实现零电压开通，损耗小；④占空比ｄ可大于0.5，适合于宽输入电压场合；⑤变压器铁心工作在一、三象限双向对称磁化，铁心利用率高，铜损小。

不足之处是它多用一个钳位开关，增加了驱动电路难度和变换器成本。

图6有源箝位复位电路2．3组合变换电路单个变换器有时候不能满足输出高电压、大电流、大功率的应用场合，这时就需要用到组合变换器，组合变换电路是在单个变换器的基础上进行串连、并联、串－并联组合而成的。

它可以在单管正激变换器的基础上组合，也可以在双管正激变换器的基础上组合，因此其拓补结构非常丰富。

3．软开关技术在正激电路中的应用传统的正激电路工作在硬开关，当输入电压和开关频率增大时，开关器件的损耗也越来越大。

为了提高电路变换的整体效率，有必要使用软开关技术，降低开关损耗，同时减少电磁干扰（EMI）。

图7为典型的ZVT-PWM变换器。

它是在普通变换器的基础上，配以电感、电容和辅助开关管组成的，使主开关与谐振电容并联，利用电感和电容的谐振实现软开关。

其主开关实现了零电压通断，辅助开关为零电流开通、零电压关断。

图7典型的ZVT-PWM变换器软开关的实现减少了功率开关器件的开关损耗和电磁噪声，使变换器得以高频高效运行；同时也减小了开关管的电压应力和电流应力。

目前正激变换器也趋向于使用软开关技术，但是开关器件的开通和关断并没有完全实现软开关，主开关和辅助开关没有同时实现软开关，或者其零电压开通和关断很大程度上依赖于电路参数和负载特性。

TX2
* ***
36 V2 IRF530 R2 C2
TX1
D1N4148
* ***
36 V1 R1 C1
R1 C1
***
***
Q2
(a)Q导通
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(b) Q关断
(C) Q关断，电 20 流断续
3. 反激变换器的工作原理分析
下面讨论flyback工作在电流连续模式下的工作原理：
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2. 带复位绕组的正激变换器的工作原理分析
正激变换器的主要理论波形
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下面讨论电感电流连续时forward变换器的工作原理：
1. 模态1 [对应于图 (a)] 在t=0时，Q1导通，Vin通过Q1 加 在原边绕组W1上，因此铁芯磁化，铁芯磁通Ø增加：
在t=Ton时，铁芯磁通Ø的增加量为Vin/W1*D*Ts。 那么副边绕组W2上的电压为：Vw2=W2/W1*Vin=Vin/K12。 式中，K12=W1/W2是原边与副边绕组的匝比。
此时，整流二极管D1 导通，续流二极管D2截止，滤波电
感电流iL1线性增加，这与buck变换器中开关管Q1导通时一样， 只是电压为Vin/K12。
2. 模态2 [对应于图 (b)] 在Ton时刻，关断Q1， 原边绕组和副边绕组中没有电流流过，此时变压器 通过复位绕组进行磁复位，励磁电流iM从复位绕组 W3经过二极管D3回馈到输入电源中去。那么复位 绕组上的电压为：Vw3=-Vin；原边绕组上的电压为： Vw1=-K13*Vin；副边绕组上的电压为：Vw2=-K23*Vin。
D2 D1N4148 C1
R1
Q1
W3

电源拓扑结构之流行的正激及完全体正激
主动PFC 一般出现在双管正激以及更加高端的拓扑结构中。

下面就来讲讲这种很流行的双管正激+主动PFC+3.3V 单磁放大拓扑。

典型双管正激拓扑
双管正激其实在结构上最明显的就是多了一个开关管，图中红框为双开关管。

双管正激不仅采用了主动PFC 提升了转换效率之外。

当开关管关断时，两个开关管将承受本来一个管的能量。

简单理解就是单个管的电压下降到单管正激的
一半。

有效防止开关管过载烧毁。

磁放大线圈
磁放大可以看主变压器附近的磁芯电感个数，一个就是单路，两个就是双路; 也可以根据二次侧电感来判断：单路磁放大是12V 和5V 共用一个大的储能电感，可以看出线圈有两组不同的颜色的绕组，余下一个是3.3V 电感；双路磁
放大三路分别为+12V、+5V、+3.3V 各一个电感，其中5V 和3.3V 用的电感规
格一般相同。

利用磁放大的方式处理3.3V 和5V 的，或者单独用3.3V 单路磁
放大，或者用3.3V 和5V 双路的磁放大，使用双路磁放大的电源最大的优势在
于12V、5V、3.3V 三路互不干扰，因而+5V 和+3.3V 输出电压的调节性能更好。

双管正激+主动PFC+单磁放大的拓扑结构是现在500W 及以下的电源中最常见的结构，已经非常成熟，可靠的稳定性以及良好的成本控制是其优势。

而双磁放大拓扑结构是双管正激单磁放大拓扑的一个升级的版本。

顾名思义，其特点就是多了一个磁放大线圈。

其作用前文也提到过，将3.3V 5V 12V 分开，完全隔离，提升输出的平稳性。

3
3
3
C43 0805 102/100V
3
3
3
C44 0805 102/100V
R29
R30
R31
0603
0603
0603
4.7R
4.7R
4.7R
R32
R33
R34
0603
0603
0603
4.7R
4.7R
4.7R
C35
C36
C37
C38
C39
C40
C41
C42
106/50V 106/50V 106/50V 106/50V 106/50V 106/50V 106/50V 106/50V
检测栅驱动技术等）。
控制IC方式的同步整流
IR1167
主要特色有： * 适应反激变换器的DCM，CRM及CCM三种模式工
作。适应LLC式半桥。 * 最高500KHz工作频率。 * 2A源出5A漏入的输出驱动的能力。 * 栅驱动输出电压在10.7V到14.5V。 * Vcc电压从11.3V到20V。 * 50ns关断比例延迟。 * 直接检测MOSFET的源漏电压。
0603
33R 33R 33R
105/16V
VSS 7
C32 0805 2
471/100V
Trans4
LI 6
LR 8 LO HI 5 UCC27200
1 3
2 1
3 2 1
3 2 1
3 2 1
3 2 1
3 2
1
D3 3 Q1 2
1N4148
R8
0603 PBSS4350 VCC
2K
L4 18uH Inductor Iron Dot

Fig. 5 Structure of interleaving transformer
电路满载时的驱动波形如图 6 所示 , ( a) 中的输 入电压为 36V, ( b) 中的输入电压为 48V, ( c) 中的输 入电压为 70V。在三个驱动波形图中 , 通道 1 为主 开关管的栅极驱动电压波形 , 通道 2 为 S1 的栅极电 压驱动波形, 通道 3 为 S2 的栅极电压驱动波形。 从实验结果中可以看出 , S1 的栅极电压驱动波 形和主开关管的时序完全一致 , S2 的栅极电压驱动 波形和主开关管的时序正好相反 , 这是主开关管和 同步整流管理想的驱动电压波形。在同步整流管需
[ 3]
图 2 栅极电荷保持电压驱动 正激变换器 Fig. 2 Forward converter with gate charge retention voltage driving synchronous rectification 图 3 栅极电 荷保持电压驱动同步整流器改进电路
第一个问题是栅极电荷的保持时间。在栅极电 荷保持阶段 , S2 的栅极电荷可能经过 D、 S2 和 S3 放 电。二极管存在反向漏电流 , 同步整流管的栅源极 和漏源极之间均存在漏电流。一般来说, 同步整流 管的栅极寄生电容电荷大约为 60nC, 栅源极漏电流 大约为 100nA, 漏源极漏电流大约为 100 A。肖特基 二极管的反向漏电流大约为 1mA。对于快恢复二极 管, 反向漏电流只有 1 A。如果栅极驱动门槛电压 为 2V, 其初始电压为 5V。当 D 为肖特基二极管时 , 栅极电压保持在门槛电压之上的时间大约为 36 s。
收稿日期 : 2002 03 07
作者简介 : 胡宗波 ( 1976 ) , 男 , 湖北 籍 , 硕士生 , 主攻低电压大电流功率变换器拓扑结构 ; 张 波 ( 1962 ) , 男 , 福建 籍 , 教授 , 博导 , 博士 , 主攻低电压大电流功率变换器拓扑结构。

例：设计一个用于通信行业的200W正激变换器。最小 和最大输入电压分别为38V及60V，初级电流幅值和最 大关断应力分别为
I pft = 3.13Po / Vdc = 3.13(200) / 38 = 16.5 A Vms = 2.6Vdc = 2.6 × 60 = 156V
采用耐压至少为200V的功率器件 的功率器件 采用耐压至少为
复位绕组电流有效值的选择和线径的选择
其中Lmg为式2.39计算出来的带气隙的励磁电感 注意：励磁电流很小，复位绕组用线径小于 号的导线绕制即可 注意：励磁电流很小，复位绕组用线径小于30号的导线绕制即可
4.2 正激变换器
输出滤波器的设计
输出电感的设计
输出电容的设计
4.3 双管正激变换器
特点：有两个开关管， 特点：有两个开关管，关断
第四章 推挽和正激变换器拓扑
功 率 变 换 电 路
不隔离型
降压、升压、降-升 降压、升压、 压、库克变换器
单端 隔离型 双端
反激、正激 反激、 推挽、半桥、 推挽、半桥、 全桥
第四章 推挽和正激变换器拓扑
4.1 推挽拓扑 推挽拓扑(Push-Pull Topology) 4.2 正激变换器拓扑 正激变换器拓扑(Forward Converter Topology) 4.3 双管单端正激ed-Ended) 4.4 交错正激变换器拓扑 交错正激变换器拓扑(Interleaved ~) 本章小结
设计原则及变压器的设计参考单端正激变换器。 设计原则及变压器的设计参考单端正激变换器。
4.4 交错正激变换器
基本工作原理
两个相同的单端正激变换器交替 工作（各占半个周期）， ），其次级 工作（各占半个周期），其次级 电流通过整流二极管相加。 电流通过整流二极管相加。

双管正激拓扑一．概述双管正激拓扑电路是一种在单端正激拓扑上衍生出来的一种拓扑电路。

经过实践证明，这种拓扑的电路具有电路简单，可靠性高，元器件较单端电路容易选取等特点。

是一种非常优秀的拓扑电路。

二．简介双管正激变换器拓扑结构由两个功率开关管和两个二极管构成，当两个开关管和同时关断时，磁通复位电路的两个二极管和同时导通，输入的电流母线电压Vin反向加在变压器的初级的励磁电感上，初级的励磁电感在Vin的作用下励磁电流从最大值线性的减小到0，从而完成变压器磁通的复位，并将储存在电感中的能量返回到输入端，没有功率损耗，从而提高电源的效率；此外，每个功率开关管理论的电压应力为直流母线电压，这样就可以选取相对较低耐压的功率MOSFET管，成本低，而且较低耐压的功率MOSFET的导通电阻小，可以进一步提高效率。

三．应用范围双管正激变换器广泛的应用于台式计算机的主电源，中等功率的通信电源及大功率通信电源、变频器等三相电路的辅助电源中。

四．基本工作原理和关键点的波形双管正激变换器的拓扑结构如图1所示，其中Cin为输入直流滤波电解电容，Q1和Q2为主功率开关管，D1、D2和C1、C2分别为Q1和Q2的内部寄生的反并联二极管和电容，D3、C3和D4、C4分别为变压器磁通复位二极管及其寄生的并联电容，不考虑Q2的漏极与散热片间的寄生电容，T为主变压器，DR和DF为输出整流及续流二极管，Lf和Co输出滤波电感和电容。

图1 双管正激变换器的拓朴结构首先，下面分几个工作模式来讨论其磁通复位的工作过程：（1）模式1：t0~t1在t0 时刻Q1 和Q2 关断，此时D3 也是关断的。

初级的励磁电感电流和漏感的电流不能突变，必须维持原方向流动，因此C1，Ch （散热片寄生电容）和C2充电，其电压从0 逐渐上升， C3 和 C4 放电，其电压由Vin 逐渐下降。

4231C C Lp C C i i i i i -==-in c C V u u =+31in C C V u u =+4223C C Lpu u dt di Lp -=333C C i dtdu C = 111C C i dtdu C = 222C C i dtdu C = 444C C i dt du C = 初始值：()001=C u ，()002=C u ，()in C V u =03，()in C V u =04，()00M Lp I i =由上面公式可得：423132C C C C u u C C ++=∆∆ (1) 在理想的模型下，21C C =，43C C =，4231C C C C +=+所以在t1时刻C3和C4的电压下降到0，同时 C1 和C1 的电压上升到Vin ，D3和D4 将导通，系统进入下一个过程。

2004 年6月JOURNAL OF CIRCUITS AND SYSTEMS June，2004 文章编号：1007-0249 (2004) 03-0100-05同步整流关键技术及其主要拓扑分析*赵睿， 张波　（华南理工大学电力学院雅达电源实验室，广东广州 510640）摘要：目前对低电压大电流DC/DC变换器的研究方兴未艾。

本文归纳和提出同步整流的关键技术，对现有主要同步整流拓扑结构的工作特性及优缺点进行了较为深入的分析，同时对未来技术发展做出展望，以期促进我国低电压大电流DC/DC变换器技术的发展。

关键词：低电压大电流；同步整流；关键技术；拓扑结构中图分类号：TN86；TP273 文献标识码：A1 引言随着信息技术的快速发展，高速超大规模集成电路尺寸不断减小，计算机、工作站、网络服务器、便携式设备中得到广泛应用。

为了进一步提高微处理器处理电路的速度，实现更快速有效的数据处理，工作频率将进一步提高，供电电压将进一步降低。

对供电电源来说，由于负载特殊，工作电压低、电流较大，各种工作状态相互转换时的电流变化率高。

以新一代的Intel Pentium Pro微处理器为例，目前其工作主频为2∼3GHz，供电电压可达1V以下，这一工作电压由计算机“银盒”中48V或以上电压，经传输线引出后，通过Buck（降压）变换器，利用同步整流技术得到。

未来的开关电源市场的发展，对中小功率变换器的需求迅速增大。

小功率DC/DC变换器是主要发展趋势。

为了适应超高频CPU 芯片的迅速发展，DC/DC变换器发展方向是低输出电压、高输出电流、低成本、高频化、高功率密度、高可靠性、高效率、快速动态响应等。

但是，目前国内大规模生产的是3.3V以下输出电压、50A以上输出电流的模块电源，对中小功率低电压大电流DC/DC变换器的研究尚未取得重大进展，对更低电压的大电流DC/DC变换器的研究未引起足够的重视。

为此，本文对低电压大电流DC/DC变换器研究现状以及国际上流行的同步整流关键技术和主要拓扑进行较为深入的阐述和分析。

LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓扑。

初级仅用一颗MOS。

LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。

且有非常高的效率和可靠性。

低的复杂性和低成本利于小空间应用。

LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。

二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。

在低应力的短路保护控制下的触发软起动。

LT1952的各种关键功能示于图1。

图1 LT1952内部方框等效电路启动部分在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。

两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。

并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。

UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。

启动前它给出11μA电流。

启动后变为0μA。

时序图如图2。

图2 LT1952 工作时序随着LT1952开启。

V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。

IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。

接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。

输出驱动LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。

OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。

SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。

用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。

对于SOUT和OUT的供出。

PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。

输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。

（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。

调此时间达到二次同步整流的最佳化。

SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三：㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。