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一：宁波宏阳朱春钢问题：（20170422）张老师，双管正激如果两个复位的二极管，反响恢复时间太长，会造成哪些影响？会炸机吗？参考的答案：(a) 原理图 (b) 典型的波形图1：二极管去磁双正激变换器参考答案如下： 1：图1 是二极管去磁双正激变换器的原理图和其变压器的典型波形；其中)(t i m 是变压器原 边激磁电感上的电流波形；2：在S1、S2截止时，因激磁电流不能突变，故两个去磁二极管会正偏导通，其导通时的 电流即为)(t i m 在s T D ′间隔的这部分电流，从波形看，这个电流在s T D ′间隔中会降到零， 因此两个去磁二极管属于电流过零的自然关断（ZCS ）；3：只要最大占空比max D 的设置合理，能够保证变压器满足伏秒平衡定律，也即上图波形)(t v Lm 在低限、限流点时也能有一个合理的死区，那么二极管因为能够实现ZCS 关断，原理上不会有一般二极管中存在的反向恢复问题，所以对这两个去磁二极管的要求可以 适当放低，但实际应用中一般还是会选用快恢复二极管；4：按上面要求设置max D （考虑到寄生参数等，最大可取0.48），选择电压符合要求，电流 较小的快恢复二极管作为去磁二极管，电路不会炸机。
理论上两个去磁二极管只要是开 关二极管就行，因为它们能够实现ZCS 关断，但实际应用中还是要选用快恢复二极管； 5：你说的问题如果存在，也有可能是电路其它部分设计不合理所引起的。
有一个办法可以检查是否两个去磁二极管所引起的：将D1断开，开环调试原边电路， 这个时候因为变压器没有传输功率，因此其原边的波形就如图1(b)所示的完全一样，看 看采用不同反向恢复时间的快恢复二极管来作为去磁二极管，如果要炸机，在这个实验 中就会炸机，如果在这个实验中，没有炸机，就说明你所碰到的炸机现象不是去磁二极 管所导致的，而是电路的其它部分设计部合理所导致的。
二：无锡海德电子朱慧问题：（20170428）张博士，你好！请问一个产品上两个独立工作的120w 反激电源，两颗一样的IC 之间的频率差异会产生干扰吗，怎么同频？或者用两颗不同的IC是否可以？（一个pfc+两个dc-dc）参考答案如下：1：当两个没有同步的DC-DC在输入并联，输出独立（或者并联）时，会有一种叫拍频（差频）的信号存在，这种拍频信号的频率是两个DC-DC的开关频率之差，当两个开关频率很接近，但又不相同时，该拍频信号的频率非常低，这个信号会在输出端产生一个极低频率的纹波，如不能满足纹波要求的话，对其滤波就非常困难；2：两颗完全一样的IC之间，因为振荡参数R、C有误差，其产生的频率肯定会不一样，因此在一个产品上无论是并联，还是独立工作，均会有拍频纹波产生，只要该纹波能够满足规格要求，一般可以不同步，如果这个拍频纹波很大，则就要对其进行同步控制；3：大部分的PWM IC都可以通过外部电路来实现同步，如UC3842~UC3845，但必须采用同样的IC。
同步整流的基本原理_黄海宏同步整流是一种电子电路技术，它的基本原理是将交流电转化为直流电，同时保持输入电压和输出电压具有相同的频率和相位关系。
1.输入电压源：同步整流系统的输入是一个交流电压源，它可以是一个传统的交流电源或是一个发电机。
2.调制器：同步整流系统中的调制器用于生成一个频率和相位与输入电压源相同的参考信号。
这个参考信号通常是一个正弦波，并且频率与输入电压源相同。
3.比较器：比较器是同步整流系统中的一个重要组件，它将输入电压源和调制器生成的参考信号进行比较。
比较器的输出信号根据输入电压源和参考信号之间的相位差来调整，以保持输入电压和输出电压之间的相位关系。
4.开关：同步整流系统中的开关根据比较器的输出信号来控制。
当比较器的输出信号为正时，开关通断的间隔时间将被调整，以使输出电压相位与输入电压相位保持一致。
5.滤波器：为了消除开关产生的频率干扰，同步整流系统还需要一个滤波器，用于滤除交流电压源产生的高频噪声。
通过以上步骤，同步整流系统可以将输入电压源转化为具有相同频率和相位关系的直流电。
这种技术在许多领域中得到了广泛应用，如电力变换、通信系统和控制系统等。
同步整流技术的优点包括电能转换效率高、输出电压稳定性好和输出纹波小等。
它可以提供稳定的直流电源，并且在一些对电能质量要求较高的应用中非常有用。
然而，同步整流技术也存在一些局限性，例如对输入电压稳定性要求较高、对开关速度和精度要求较高等。
因此，在实际应用中，需要根据具体的系统要求来选择合适的同步整流方案。
综上所述，同步整流的基本原理是将交流电转化为直流电，并且保持输入电压和输出电压具有相同的频率和相位关系。
通过与输入电压源的比较和调整，同步整流系统可以提供稳定、高效的直流电源。
这种技术在许多应用中具有重要的意义。
同步整流技术简介：同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。
它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
用功率MOSFET 做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
同步整流技术就是大大减少了开关电源输出端的整流损耗，从而提高转换效率，降低电源本身发热。
本电源是一款高效率稳压电源模块，输入电压在低于、高于、等于输出电压时，输出电压都可以维持稳定不变。
比如设定输出为12V，那么输入电压在5～32V之间变化时，输出稳压在12V不变。
本模块具有完善的保护功能，可应用于太阳能充电。
优势：电路板采用1.6加厚镀金工艺；输入采用可更换保险管，保护了电源和设备；整版电解采用进口原装贴片、低阻、高频电容，使得纹波降至冰点；IC采用进口原装；恒压、恒流、欠压保护（MPPT更适合太阳能充电）输出错误指示灯，输出电压漂移太严重、短路等故障时亮起；氧化散热片散热，散热效果比本色铝片效果更佳；电感采用铁硅铝，发热更小；欢迎您购买使用我们这款电压模块，请仔细阅读以下使用说明，否则由于使用不当造成的损坏，本公司概不予以保修、更换。
本模块属于自动升降压电源，输入电压在低于、高于、等于输出电压时，输出电压都可以维持稳定不变。
比如设定输出为12V，输入电压在5～32V 之间变化时，输出稳压在12V 不变；有恒流、恒压、欠压保护，以及输出指示、故障指示功能，输出有过流、过压、短路保护；所有元件都能达到工业级应用；可完美应用于各种场合，如充电、大功率LED 驱动、设备供电、车载电源等。
电气参数：1. 输入电压：DC5-32V，建议使用电压在10Ｖ以上2. 输出电压：DC1V-30V连续可调；3. 输出电流：10A（MAX）长期7A以内；4. 输出功率：长期80W，峰值130W，超过80W请加强散热；5. 输出纹波：50mV（12V转12V，5A测得）；6. 输入反接保护：无，如需要，请在输入端串联肖特基二极管；7. 输出防倒灌：无，如用于电瓶充电或负载是自带电感情负载，请在输出端串联肖特基二极管；8. 尺寸：77.6*46.5*15mm9.短路保护:有；10.重约45克；调试方法：１．电池欠压保护调整方法：（以１２V铅酸电池设置10V欠压保护、关断输出为例）输入接稳压电源调整到10V，调整欠压保护电位器（顺时针增大，逆时针减小），直到刚好故障指示灯（红灯）亮起，即设置成功；这样电池放电到10V时候，会自动切断供电，保护电池不受损坏。
同步整流的基本原理_黄海宏同步整流是一种将交流电转化为直流电的方法。
其基本原理是通过控制开关管的通断动作，使得电流始终在正半个周期内流向负载，而在反半个周期内截断电流。
这样就能够实现将交流电转化为直流电。
具体地说，同步整流的基本原理包括两个方面：同步开关和整流。
同步开关是同步整流的核心部分，它主要由一个开关管和一个控制电路组成。
控制电路通过检测交流电源的相位变化，在合适的时机控制开关管的通断，使得电流始终在正半个周期内流向负载。
通常使用的开关管有晶体管和功率管等。
整流是指将交流电转化为直流电的过程。
在同步整流中，整流的方式主要有两种：直接整流和电压倍增整流。
直接整流是指将交流电直接通过开关管导通到负载上，使得电流始终在正半个周期内流向负载。
通过控制开关管的通断，可以实现电流的调节。
直接整流的优点是结构简单、效率高，但是对电压的要求较高。
电压倍增整流是指通过多级开关和电容、电感等元件来实现电流的整流。
电压倍增整流的原理是利用电容和电感的回路特性，在正半个周期内将电流储存起来，然后在反半个周期时通过开关管释放出来。
这样可以实现电流的连续输出，从而实现对电压的提升和稳定。
电压倍增整流的优点是输出电压稳定，但是结构复杂、效率较低。
除了以上的基本原理外，同步整流还需要考虑一些其他因素，如电压和电流的传输损耗、开关管的损耗、负载的要求等。
对于不同的应用场景，还需要考虑具体的控制策略和电压调节方法。
总之，同步整流是将交流电转化为直流电的一种方法，其基本原理是通过控制开关管的通断动作，使得电流始终在正半个周期内流向负载。
通过选择不同的整流方式和考虑一些其他因素，可以实现对交流电进行有效的转化。
高频电子线路知到章节测试答案智慧树2023年最新九江职业技术学院第一章测试1.为了有效地发射电磁波，天线的尺寸必须与辐射信号的（）相比拟。
参考答案:波长2.为了改善系统性能、实现信号的远距离传输及信道多路复用，通信系统中广泛采用（）参考答案:调制技术3.通信系统由（）等组成。
参考答案:输入变换器;输出变换器;发送设备;信道;接受设备4.用基带信号去改变载波信号的幅度，称为调幅。
（）参考答案:对5.非线性器件能够产生新频率，具有频率变换作用。
（）参考答案:对第二章测试1.对集中选频放大器下列说法不正确的是（）参考答案:集中选频放大器具有选择性好、调谐方便等优点2.单调谐放大器中，Qe对选择性和通频带的影响是（）参考答案:Qe 越大，选择性越好，通频带越窄3.单调谐小信号放大器中，并联谐振回路作为负载时常采用抽头接入，其目的是（）参考答案:减小晶体管及负载对回路的影响4.LC并联谐振回路具有选频作用。
（）参考答案:对5.LC并联谐振回路在谐振时，相移为零。
（）参考答案:对第三章测试1.谐振功放工作在丙类的目的是为了提高放大器的（）参考答案:效率2.丙类谐振功放中，集电极采用LC谐振回路作负载的作用是（）参考答案:滤除谐波，阻抗匹配3.放大器按晶体管集电极电流流通的时间不同，可分为（）参考答案:甲类;乙类;丙类4.高频功率放大器有窄带型和宽带型两种。
（）参考答案:对5.放大器工作在临界状态，输出功率最大。
（）参考答案:对第四章测试1.电容三点式 LC 正弦波振荡器与电感三点式 LC 正弦波振荡器比较，优点是（）参考答案:输出波形好2.LC振荡器通常采用的偏置电路是（）参考答案:固定偏置与自偏压组合偏压3.欲提高LC正弦波振荡器的频率稳定性，可以采取的措施有（）参考答案:供电电源采取必要的稳压措施;提高谐振回路的Q值;晶体管与回路采取部分接入4.放大器必须同时满足相位平衡条件和振幅条件才能产生自激振荡。
同步整流ic工作原理Synchronous rectification is a key feature in many integrated circuits used to convert alternating current (AC) to direct current (DC) for electronic devices. 同步整流是许多集成电路中的一个关键特性，用于将交流电（AC）转换为直流电（DC）供电电子设备。
This technology helps improve efficiency and reduce power loss in electronic devices by allowing for the conversion of electrical signals in a more controlled and efficient manner. 这项技术有助于通过更受控制和高效的方式转换电信号，提高电子设备的效率并减少能量损失。
Understanding the working principle of synchronous rectification can provide valuable insights into how power electronics operate and how to optimize their performance. 了解同步整流的工作原理可以为我们提供有价值的见解，帮助了解电力电子设备的运行方式以及如何优化其性能。
In this regard, it is essential to delve into the intricacies of synchronous rectification and explore its various applications in different electronic systems. 在这方面，深入了解同步整流的复杂性并探索其在不同电子系统中的各种应用是至关重要的。
同步整流同步整流是采用通态电阻极低的专用功率MOSFET，来取代整流二极管以降低整流损耗的一项新技术。
它能大大提高DC/DC变换器的效率并且不存在由肖特基势垒电压而造成的死区电压。
简介同步整流的基本电路结构功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。
用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。
为什么要应用同步整流技术电子技术的发展，使得电路的工作电压越来越低、电流越来越大。
低电压工作有利于降低电路的整体功率消耗，但也给电源设计提出了新的难题。
开关电源的损耗主要由3部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出端整流管的损耗。
在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。
快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降，这就导致整流损耗增大，电源效率降低。
举例说明，笔记本电脑普遍采用3.3V甚至1.8V或1.5V的供电电压，所消耗的电流可达20A。
此时超快恢复二极管的整流损耗已接近甚至超过电源输出功率的50%。
即使采用肖特基二极管，整流管上的损耗也会达到（18%～40%）PO，占电源总损耗的60%以上。
因此，传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率及小体积的需要，成为制约DC/DC变换器提高效率的瓶颈。
同步整流比之于传统的肖特基整流技术可以这样理解：这两种整流管都可以看成一扇电流通过的门，电流只有通过了这扇门才能供负载使用。
传统的整流技术类似于一扇必须要通过有人大力推才能推开的门，故电流通过这扇门时每次都要巨大努力，出了一身汗，损耗自然也就不少了。
而同步整流技术有点类似我们通过的较高档场所的感应门了：它看起来是关着的，但你走到它跟前需要通过的时候，它就自己开了，根本不用你自己费大力去推，所以自然就没有什么损耗了。
同步整流以及电荷保持驱动技术1、为什么我们使用同步整流技术：目前,越来越多的IC芯片都需要低电压供电。
随着功率变换器输出电压的降低,整流损耗成为变换器的主要损耗。
为使变换器达到很高的效率,必须降低整流损耗。
原有整流电路使用肖特基二极管作为整流二极管，但是由于导通压降在低压输出时候相对较大，引起的损耗也是我们不能接受的。
于是我们采用低导通电阻的MOSFET 进行整流,这是提高变换器效率的一种有效途径。
实现这一功能的电路就叫做同步整流电路。
实现同步整流功能的MOSFET 称作同步整流管。
2、同步整流电路拓扑简单介绍：使用肖特基二极管做整流管，正向压降0.4V左右。
使用MOSFET做整流管。
自驱动方式。
在采用了自驱动同步整流中。
当变压器次级同名端电压为正的时候，VQ2的栅极电压为底VQ2关断。
VQ1的栅极电压为高，Vgd>0 则VQ1导通。
电流通过L1负载VQ1流通。
当变压器次级同名端电压为负，VQ1关断，VQ2开通。
负载电流通过VQ2续流。
这就是同步整流的基本原理。
当变换器输出电压在5V 左右时,可以直接利用变压器次级电压驱动同步整流管;当变换器输出电压明显高于5V 或很低( 2. 2V以下) 时,一般附加一个绕组,利用附加绕组电压驱动同步整流管。
3、拓扑结构及其缺点：正激式变换器是最多使用在同步整流中的拓扑，其优点主要在于结构简单、次级纹波电流明显衰减,纹波电压低、功率开关管峰值电流较低、并联工作容易、可以自动平衡、属降压型变换器。
它也是最早应用于低压大电流的变换器。
但其在采用同步整流时候存在以下缺点: 第一：同步整流中的死区过大使得其效率减小; 第二：整流管的体二极管不仅在导通的过程中增加了电路的损耗,而且在关断过程中,由于其反向恢复特征,也会引起能量损耗。
由于死区产生的体二极管导通损耗分析如下：在变压器电压保持为零的死区时间内,输出电流流经续流同步整流管VS2 ,但VS2栅极无驱动电压,所以输出电流必须流经VS2的体二极管。
LT1952—可以实现最佳同步整流的正激电路控制LT1952是一个电流型可将同步整流实现最佳化控制的简单的正激变换拓扑。
初级仅用一颗MOS。
LT1952即可实现从25W到500W的电源供给。
且有非常高的效率和可靠性。
低的复杂性和低成本利于小空间应用。
LT1952的关键特性包括自动最大占空比箝制。
二次侧最佳同步整流控制，精密100mV的低过流检测保护阈值。
在低应力的短路保护控制下的触发软起动。
LT1952的各种关键功能示于图1。
图1 LT1952内部方框等效电路启动部分在正常条件下，SD-V SEC端必须超过1.32V，V IN端必须超过14.25V时才允许IC开启。
两者联合使2.5V基准建立以供给LT1952的控制电路。
并提供2.5mA 的外部驱动，SD-V SEC的阈值可以用于外部调节系统输入电压的欠压锁定阈值。
UVLO的窗口阈值也可以由SD-V SEC端调节。
启动前它给出11μA电流。
启动后变为0μA。
时序图如图2。
图2 LT1952 工作时序随着LT1952开启。
V IN端会降到8.75V以上，若低于此值。
IC则关断，V IN 的窗口电压5.5V有很低的460μA启动输入电流。
接一支电阻和一个电容网络到供电端V IN，V IN电容值的选择原则为防止其电压在辅助绕组供给V IN端电流之前降到8.75V以下。
输出驱动LT1952有两个输出端子，SOUT和OUT。
OUT端提供±1A峰值的MOS栅驱动能力，电压箝制在13V以下。
SOUT端提供±50mA的12V以下的峰值驱动。
用以给二次侧的同步整流控制提供合适的信号。
对于SOUT和OUT的供出。
PWM 的锁定设置在每个主振周期的开始。
输出信号的给出比同步输出信号有一点延迟时间为T delay。
（图2）T delay 的调整由DELAY端至地接一电阻来完成。
调此时间达到二次同步整流的最佳化。
SOUT及OUT关断在每个周期内同时完成，完成方法有三：㈠MOSFET峰值电流在I SENSE端起出。
㈡自适应最大占空比的箝制在负载及输入电压条件下达标。
㈢最大占空比复位，PWM锁住。
在以下任何条件下，低V IN，低SD-V SEC或OC端过流检测出，这时重新的软起动锁住两输出，令其关断。
前沿消隐为防止MOS开关噪声导致的SOUT及OUT过早关断，需调节前沿消隐，这意味着电流检测比较器及过流比较器的输出在MOS开启时要消隐掉，在OUT 的前沿之后也要消隐一小段时间，（图6）所要消隐的时间可由调节BLANK到地的电阻值来完成。
自适应最大占空比调制对于正激变换器要用最简化的单一MOSFET的拓扑完成。
因此最大占空比箝制适应变压器的输入电压才可以可靠地控制功率MOS，该伏、秒箝制提供给变压器复位一个安全保障。
防止变压器饱合而不能复位。
连续的负载变化会导致变换器加大占空比。
如果占空比太大，变压器的复位电压会超出初级侧MOS的耐压限度，导致灾难性损坏。
许多变换器解决此问题的方法是采用限制MOSFET 的最大占空比为50%的方法来解决，或采用另一固定的最大占空比来解决。
这会导致MOSFET非常大的反压。
LT1952提供了一个伏秒箝制法解决，使MOSFET 的最大占空比可以超过50%，这样对同样MOS变压器及整流器可以给出更大的功率。
而体积却可以缩下来。
此外，伏秒箝制还容许降低MOSFET的承受电压，这样MOSFET的R DS ON就比较小，效率就提高了，伏秒箝制定义了最大占空比的保障轨，在系统输入电压增加时，它会降落下来。
LT1952的SD-V SEC和SS-MAXDC端提供一个无电容的调整伏秒箝制解决方案。
一些控制器有伏秒箝制控制开关的最大占空比是采用外接电容调整开关的最大导通时间，这种技术有一个伏秒箝制的不准确性。
它与外面大的偏差电容及其漂移有关与内部振荡器的漂移也有关，而LT1952只用一支来执行伏秒箝制而不必用精确的外部电容也与振荡器的幅度及频率变化也无关。
在SD-V SEC端上电压的增加会使最大占空比的箝制减少。
如果SD-V SEC采用由变压器输入电压处经过电阻分压后供给。
则一个伏秒箝制就完成了。
为调节初始最大占空比的箝制，SS-MAXDC端电压用一分压器从2.5V V REF处到地取得，SS-MAXDC端上的电压增加时，提供的最大占空比箝制也增加。
软起动LT1952提供真实的PWM的软起动系用SS-MAXDC端去控制软启动时间。
SS-MAXDC端给出一个斜波电压输出，直到开关占空比箝制无间隙满足变换器的自然占空比。
无论是V IN太低，还是SD-V SEC太低（UVLO）或OC端超过100MV过流阈值，都会触发一个软起动过程。
无论如何，只要一个软起动过程触发，则在SOUT 及OUT端都会立即停止输出。
SS-MAXDC端放电仅是相对充电而言。
当其电压降到0.45V的复位阈值以下时，所有故障都会移去。
增加SS-MAXDC端上的电压到0.8V以上时将会增加最大占空比。
在SS-MAXDC端到地接一只电容与电阻从基准的分压器接在一起，即可以确定出软起动的时间。
电流型拓扑I SENSE PINLT1952电流型拓扑容易满足频率补偿的需要，由于输出电感没有造成调整环中的相位延迟。
这种电流型技术意味着误差放大器（非隔离）或光耦（隔离）是去命令电流（而不是电压）传送到输出端。
这使频率补偿很容易，并提供了快速的环路的瞬态响应到负载。
在产生输出电压处用一个电阻分压器接至LT1952的误差放大器的反相输入端FB。
（或一个外部光耦的输入端）与内部精密基准比较，（1.23V）误差放大器输出（COMP）决定了电流检测比较器的输入阈值。
COMP电压在0.8V~2.5V 之间，由此定出最大I SENSE阈值从0mV~220mV。
连接I SENSE到与外接功率MOS 源极相接的检测电阻，其峰值电流的触发点（关断点）可以由COMP电平控制。
输出负载电流增加会导致输出电压下降，这导致COMP电压上升，增加I SENSE 阈值，增加了送到输出的电流，对隔离式应用，误差放大器的COMP输出可以禁止，以便由光耦执行控制，设置FB=V REF既禁止了误差放大器的输出，又减少了端子电流到（COMP-0.7）/40K。
斜波补偿电流型实现斜波补偿的需要。
是要加一个电流检测环以防止斜波振荡，因为它会出现在占空比大于50%的时候。
就像多数电流型变换器都有斜波补偿一样。
它将其固定在内部放置一个恒定电感值和恒定工作频率。
LT1952有一个外部斜波补偿，内与I SENSE端串联的外部电阻调节斜波补偿。
LT1952有一个线性斜率的补偿斜波，它从I SENSE端源出大约8μA的电流于零占空比。
源出35μA电流于80%占空比。
过流检测及软起动给LT1952的一个附加特色是预置100mV的检测阈值放在OC端，用于检测变换器的过流条件。
并设置软起动锁存。
OC端直接接到初级侧功率MOSFET 的源极监视MOSFET上的峰值电流。
100mV阈值是恒定的，覆盖整个工作周期范围，它能不受斜波补偿的影响地加到I SENSE端。
外同步外同步端允许LT1952的振荡器被一个外时钟同步。
SYNC端可以从一个逻辑电平处引入信号来驱动。
它不能低于0.8V，高于2.2V。
占空比要在10%~90%之间。
为防止同步期间斜波补偿的损耗。
自由振荡的频率F OSC调到外时钟频率F SYNC的80%，R STOPE电阻对非隔离工作选为1.25*（F SYNC/F OSC）倍。
应用信息关断及调节欠压锁定LT1952有一个精密的1.32V关断阈值放于SD-VSEC端，此阈值可以用其接在系统输入电压的欠压锁定阈值锁定的电阻分压器处。
（见图3），此端电流（在导通前为11μA，导通后为0μA），窗口允许UVLO的窗口可调。
计算ON/OFF 阈值可按下式：V S OFF T = 1.32 [1+（R1 / R2）]V S ONT = S V IN OFF +（11μA*R1）图3 调节UVLO用一个漏极开路的晶体管接在SD-VSEC端的电阻分压网络以控制LT1952的关断。
SD-VSEC端不必开路。
因为必须有一个>11μA的外部源出电流令其产生出1.32V阈值电压以使其能工作。
微功耗启动：启动电阻及电容的选择LT1952使用的开启电压阈值在V IN端有很低的启动电流。
才能做到微功耗启动。
（图4）LT1952监视V IN端电压使IC在14.25V时启动，而在低于8.75V时关断。
低的启动电流（460μA）容许一支大电阻接到系统的输入电源和IC的V IN端之间。
一旦IC启动，输入电流增加到驱动IC时为4.5mA。
输出驱动的I DRIVE。
一个足够大的电容接在V IN端到地，防止V IN端电压在辅助绕组供电之前降到8.5V以下。
该技术容许用一支电阻一支电容完成启动。
图4 微功耗启动减少了从系统电源送到变换器的功率。
R START和C START的值按下式计算：R START（MAX）= [V S（MIN）- V IN ON（MAX）] / I START（MAX）C START（MIN）= [I Q（MAX）+ I DRIVE（MAX）]*T SRART / V IN HYST（MIN）例如：对系统输入电压超过LT1952 V IN端的绝对最大值的，应外接一齐纳管从V IN 到GND给予保护。
这含盖了V IN充电充过V INON的条件。
但没启动，因此时SD-VSEC < 1.32V端的电压范围。
所以齐纳管电压应该是V IN（ON）<V Z<25V。
调节振荡频率LT1952的振荡频率使用外电阻R OSC调节。
它接在R OSC与GND之间。
图5示出典型的F OSC与R OSC的关系。
LT1952自由振荡的频率范围可以从100KHz 调到500KHz。
图5 振荡频率曲线在R OSC上的杂散电容和潜在噪声要减至最小。
R OSC尽可能地靠近R OSC端来连接。
R OSC接地一侧要直接接到模拟地端。
R OSC由下式计算：R OSC=9.125K [（4100K / F OSC）-1]调节前沿消隐时间对于PWM控制器驱动外部功率MOSFET噪声会在栅压上升时间和其后一点时间内产生于MOSFET的源极。
此噪声可能会超过OC和I SENSE端阈值以导致SOUT和OUT的提早关断。
此外会虚假地引起新的软起动。
LT1952提供一个可调节的OC及I SENSE比较器输出的前沿消隐。
以防止错误的MOS开关期间的电流检测。
图6 调节前沿消隐两相消隐给出（图6），第一相在栅压上升时间自动隐去。
栅压上升时间会变化，它取决于MOS类型，基于这个理由。
LT1952由自动消隐OC和I SENSE比较器输出来执行前沿消隐，直到OUT上升到V IN电压的0.5V以内。
