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模电实训实验报告实验名称：基于运算放大器的反相比例放大电路设计与实现实验目的：通过实验学习运算放大器的基本原理和反相比例放大电路的设计方法，掌握运算放大器的应用技巧和实验操作技能。
实验原理：运算放大器是一种高增益、高输入阻抗、低输出阻抗的电子放大器。
反相比例放大电路是一种基于运算放大器的电路，其输出电压与输入电压成反比例关系。
反相比例放大电路的基本原理是利用运算放大器的差分输入特性，将输入信号通过一个电阻分压网络加到运算放大器的反相输入端，使得运算放大器的输出电压与输入电压成反比例关系。
实验步骤：1. 按照电路图连接电路，注意电路连接的正确性和稳定性。
2. 将输入信号接入电路，调节电位器使得输出电压达到所需的放大倍数。
3. 测量电路的输入电压、输出电压和放大倍数，记录实验数据。
4. 分析实验数据，计算电路的增益和误差，并进行误差分析和改进。
实验结果：经过实验测量和计算，得到反相比例放大电路的增益为-10，误差为2%。
经过误差分析和改进，将误差降低到1%以下。
实验结论：通过本次实验，我们学习了运算放大器的基本原理和反相比例放大电路的设计方法，掌握了运算放大器的应用技巧和实验操作技能。
同时，我们也发现了电路设计中存在的误差和不足之处，并进行了改进和优化。
这些经验和技巧对我们今后的电路设计和实验操作都具有重要的参考价值。
实验感想：本次实验让我们深入了解了运算放大器和反相比例放大电路的原理和应用，同时也让我们体验了实验操作的乐趣和挑战。
通过实验，我们不仅学到了知识，更重要的是培养了实验思维和实验技能，这对我们今后的学习和工作都具有重要的意义。
运算放大器工作原理及误差分析1．模拟运放的分类及特点模拟运算放大器从诞生至今，已有40多年的历史了。
最早的工艺是采用硅NPN工艺，后来改进为硅NPN-PNP工艺（后面称为标准硅工艺）。
在结型场效应管技术成熟后，又进一步的加入了结型场效应管工艺。
当MOS管技术成熟后，特别是CMOS技术成熟后，模拟运算放大器有了质的飞跃，一方面解决了低功耗的问题，另一方面通过混合模拟与数字电路技术，解决了直流小信号直接处理的难题。
经过多年的发展，模拟运算放大器技术已经很成熟，性能曰臻完善，品种极多。
这使得初学者选用时不知如何是好。
为了便于初学者选用，本文对集成模拟运算放大器采用工艺分类法和功能/性能分类分类法等两种分类方法，便于读者理解，可能与通常的分类方法有所不同。
1．1．根据制造工艺分类根据制造工艺，目前在使用中的集成模拟运算放大器可以分为标准硅工艺运算放大器、在标准硅工艺中加入了结型场效应管工艺的运算放大器、在标准硅工艺中加入了MOS工艺的运算放大器。
按照工艺分类，是为了便于初学者了解加工工艺对集成模拟运算放大器性能的影响，快速掌握运放的特点。
标准硅工艺的集成模拟运算放大器的特点是开环输入阻抗低，输入噪声低、增益稍低、成本低，精度不太高，功耗较高。
这是由于标准硅工艺的集成模拟运算放大器内部全部采用NPN-PNP管，它们是电流型器件，输入阻抗低，输入噪声低、增益低、功耗高的特点，即使输入级采用多种技术改进，在兼顾起啊挺能的前提下仍然无法摆脱输入阻抗低的问题，典型开环输入阻抗在1M欧姆数量级。
为了顾及频率特性，中间增益级不能过多，使得总增益偏小，一般在80~110dB之间。
标准硅工艺可以结合激光修正技术，使集成模拟运算放大器的精度大大提高，温度漂移指标目前可以达到0.15ppm。
通过变更标准硅工艺，可以设计出通用运放和高速运放。
典型代表是LM324。
在标准硅工艺中加入了结型场效应管工艺的运算放大器主要是将标准硅工艺的集成模拟运算放大器的输入级改进为结型场效应管，大大提高运放的开环输入阻抗，顺带提高通用运放的转换速度，其它与标准硅工艺的集成模拟运算放大器类似。
运放（Operational Amplifier，简称Op Amp）是一种重要的电子器件，常用于模拟电路和信号处理电路中。
它具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗等特点，可以实现电压放大、滤波、比较、积分、微分等功能。
误差放大器是运放内部的一种电路，用于保证运放的性能和精度。
下面举例说明运放误差放大器的原理：
假设有一个输入电压信号Vin，通过一个非反向放大电路进行放大，增益为A。
那么输出信号Vout 的计算公式为：
Vout = A * Vin
但实际运用中，运放会存在一些误差，比如输入偏置电流、输入偏置电压、温漂等，这些误差会影响输出信号的准确性。
为了消除这些误差，我们需要使用误差放大器。
误差放大器可以把运放的误差放大，然后加入到输入信号中，再通过非反向放大电路进行放大，最终得到的输出信号会自动减去这些误差，从而提高了输出信号的准确性。
假设误差放大器的放大倍数为B，那么输出信号Vout 的计算公式为：
Vout = A * (Vin + Verr) = A * Vin + B * Verr
其中，Verr 表示运放的误差信号，B 表示误差放大器的放大倍数。
通过控制误差放大器的放大倍数，我们可以对运放的误差进行校正，从而提高输出信号的精度。
实际运算放大器运算电路的误差分析AVO、Rid对运算电路的影响前面讨论的基本运算电路中，将集成运放看成理想的，而实际的集成运放并非如此。
因此，实际工作情况与理想化分析所得的结论之间必然存在误差，即产生了运算误差。
图1 差分输入电路集成运放的Avd和Rid为有限值时，对运算电路将引起误差，现以图1所示的运算放大电路为例来讨论，用图2电路来等效，由此可列出如下方程图2 Avd、Rid产生运算误差电路解之可得其中当vS2=0，图1即为反相比例运算电路。
为通常用AVDRidR1Rf(R1+R2+Rid)，利用近似公式（|x|lt;lt;1时）上式可化简为闭环电压增益反相比例运算电路的理想闭环增益为由此可得相对误差上式说明，AVD和Rid越大，AVF越接近理想值，产生的误差也越小。
按类似方法可以分析同相比例运算电路。
共模抑制比KCMR对运算电路的影响以同相运算放大电路为例，集成运放的共模抑制比KCMR为有限时，对运算电路引起的误差近似为由此可见，AVD和KCMR越大，误差越小，AVF越接近理想情况下的值。
误差推导过程由图1的电路有差模输入电压为共模输入电压为运算放大电路总的输出电压为理想情况下，，由此求得相对误差式中为电压反馈系数。
通常，，因此上式简化为输入失调电压、输入失调电流对运算电路的影响输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为零时，运算电路的输出电压将产生误差。
根据VIO和IIO的定义，将运放用图1来等效，其中小三角符号内代表理想运放。
利用戴维南定理和诺顿定理可将两输入端化简，如图2所示，则因为，有，则由上两式求出由于电路中两输入端均接地，在VIO、IIB和IIO作用下，产生的输出电压VO即是绝对误差。
若R2=R1//Rf，由IIB引起的误差可以消除，输出电压变为由上式可见，和R2越大，VIO和IIO引起的输出误差电压也越大。
当用作积分运算时，因电容C代替Rf，输出误差电压为则由上式可见，积分时间常数t=R1C越小或积分时间越长，误差越大。
放大器产生误差的原因放大器是现代电子设备中必不可少的一个部件，它可以将输入信号放大到合适的电平，以便于后续的处理和传输。
然而，在放大器的工作中，常常会出现误差，这些误差可能会对整个系统的性能产生负面影响。
本文将从几个方面分析放大器产生误差的原因。
一、放大器内部噪声放大器内部噪声是放大器产生误差的主要原因之一。
噪声是指在信号处理过程中出现的随机波动，它会将输入信号与输出信号混合在一起，从而降低系统的信噪比。
放大器内部噪声主要来自于电子元件的热噪声、激励噪声以及杂散噪声等。
这些噪声会在放大器的输入端和输出端产生误差，因此放大器的噪声系数是衡量放大器质量的一个重要指标。
二、放大器的非线性失真放大器的非线性失真也是一个常见的误差源。
非线性失真是指当输入信号的幅度变化较大时，放大器的输出信号与输入信号不再呈线性关系，从而导致输出信号出现失真。
这种失真会使得信号的波形发生变形，从而影响系统的性能。
非线性失真主要来自于放大器元件的非线性特性，如晶体管的饱和和截止效应等。
三、放大器的温度漂移放大器的温度漂移也是一种常见的误差源。
温度漂移是指当放大器的温度发生变化时，放大器的增益和偏置电压也会发生变化，从而导致输出信号的误差。
这种误差主要来自于放大器元件的温度敏感性，如晶体管的热漂移等。
四、放大器的功率限制放大器的功率限制也是一种常见的误差源。
功率限制是指当输入信号的功率超过放大器的最大输出功率时，放大器会出现压缩失真或截止失真，从而导致输出信号的失真。
这种误差主要来自于放大器元件的功率限制，如晶体管的最大功率承受能力等。
放大器在工作中会有各种误差，这些误差会对系统的性能产生影响。
因此，设计和选择合适的放大器是非常重要的。
同时，在实际应用中，还需要采取一些措施来降低误差，如使用低噪声放大器、线性化电路、温度补偿技术等。
双运放仪表放大器电路及分析煤炭科学研究总院太原分院 张小刚 李 明 韩 炬摘 要 介绍了由两个运放单元组成的仪表放大器电路，并对其进行了较为深入的分析，提出了应用该电路的注意事项。
关键词 仪表放大器 运算放大器 双运放结构仪表放大器在传感器、变换器及仪器仪表中被广泛使用，对于煤矿产品也不例外。
不过，最常见的是采用专用仪表放大器IC 或三运放结构的仪表放大器电路，而采用双运放结构仪表放大器电路的却很少，也许原因在于双运放结构仪表放大器电路很少为人所知，教科书上也很少介绍。
其实，双运放结构仪表放大器电路的使用效果也非常好，其结构、性能等都很优越，如果精度等要求不是非常高的话，使用LM324或LM358之类的通用运放就可以实现。
下面就介绍一种双运放结构仪表放大器电路，并对它进行一些必要的分析，供大家参考。
双运放仪表放大器电路如图1所示，)(+V 、)(-V 是放大器差动高阻输入，r V 是基准电压或偏置输入，o V 是放大器输出。
图1 双运放仪表放大器电路1 输入输出关系由 )(111)(11111111+-⋅+⋅+⋅=⋅⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++V R V r V R V R r R p r p )(122)(22111111-+⋅+⋅+⋅=⋅⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++V R V r V R V R r R p o p 可得r p p o V r r R R V R r r r R r r r R V R r r r R V ⋅⋅+⋅⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++⋅+⋅-⋅⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++⋅+=-+2112)(21222112)(2122111(1)()())()(1)(21)(1-+---⋅--⋅+=V V R r V V R r V V p r (2) 当1212r r R R = 时， ()r p o V V V R r r r R V +-⋅⎥⎥⎦⎤⎢⎢⎣⎡⎪⎪⎭⎫ ⎝⎛++⋅+=-+)()(212211 (3) 当电阻不匹配时，会产生电阻不匹配误差。
运放闭环增益误差
运放闭环增益误差是指在运放的反馈回路中，理论增益与实际增益之间的差异。
在电子电路设计中，我们常常使用运放作为信号放大器，用于放大微弱的信号。
然而，在实际应用中，由于各种因素的影响，运放的增益可能会与理论值存在一定的差异，这就是运放闭环增益误差。
运放闭环增益误差的大小直接影响到信号放大的准确性和稳定性。
当闭环增益误差较大时，输出信号与输入信号之间的差异会变得更大，从而影响到电路的整体性能。
因此，在电路设计中，我们需要尽可能减小运放闭环增益误差，以提高信号放大的精度和可靠性。
为了减小运放闭环增益误差，我们可以采取一些措施。
首先，选择合适的运放器件非常重要。
不同的运放器件具有不同的性能指标，如增益带宽积、共模抑制比等，选择性能较好的运放器件可以减小增益误差。
其次，合理设计反馈电阻网络也是关键。
在设计反馈电阻时，需要考虑反馈电阻的阻值、电容和电感等参数，以及反馈网络的结构，以使得运放的实际增益接近理论增益。
此外，还可以通过校准和调整电路参数来减小增益误差。
运放闭环增益误差是电子电路设计中需要注意的一个重要问题。
通过选择合适的运放器件、设计合理的反馈电阻网络以及进行校准和调整，可以有效减小增益误差，提高电路的性能和稳定性。
在实际应用中，我们需要综合考虑各种因素，以平衡电路性能和成本，从
而达到最佳的放大效果。
集成运算放大器实验报告2.4.1 比例、加减运算电路设计与实验由运放构成的比例、求和电路，实际是利用运放在线性应用时具有“虚短”、“虚断”的特点，通过调节电路的负反馈深度，实现特定的电路功能。
一、实验目的1．掌握常用集成运放组成的比例放大电路的基本设计方法； 2．掌握各种求和电路的设计方法；3．熟悉比例放大电路、求和电路的调试及测量方法。
二、实验仪器及备用元器件 （1）实验仪器（2）实验备用器件三、电路原理集成运算放大器，配备很小的几个外接电阻，可以构成各种比例运算电路和求和电路。
图2.4.3（a ）示出了典型的反相比例运算电路。
依据负反馈理论和理想运放的“虚短”、“虚断”的概念，不难求出输出输入电压之间的关系为 1f o i i R A R υυυυ==-2.4.1式中的“-”号说明电路具有倒相的功能，即输出输入的相位相反。
当1f R R =时，o i υυ=-，电路成为反相器。
合理选择1f R R 、的比值，可以获得不同比例的放大功能。
反相比例运算电路的共模输入电压很小，带负载能力很强，不足之处是它的输入电阻为1i R R =，其值不够高。
为了保证电路的运算精度，除了设计时要选择高精度运放外，还要选择稳定性好的电阻器，而且电阻的取值既不能太大、也不能太小，一般在几十千欧到几百千欧。
为了使电路的结构对称，运放的反相等效输入电阻应等于同相等效输入电阻，R R +-=,图2.4.3（a ）中，应为1//P f R R R =，电阻称之为平衡电阻。
(a) 反相比例运算电路 (b) 同相比例运算电路图2.4.3 典型的比例运算电路图2.4.3（b ）示出了典型的同相比例运算电路。
其输出输入电压之间的关系为 1(1)f o i i R A R υυυυ==+2.4.2由该式知，当0f R =时，o i υυ=，电路构成了同相电压跟随器。
同相比例运算电路的最大特点是输入电阻很大、输出电阻很小，常被作为系统电路的缓冲级或隔离级。
1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。
VP=ViVN=Vo共模输入电压为：差摸输入电压为：运算放大器的总输出电压为：vo=A VD v ID+A VC v IC闭环电压增益为：可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。
2.输入失调电压V IO一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。
但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。
通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。
解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。
解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即V IO=- V O|VI=0/A VO输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV3.输入偏置电流I IBBJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流I BN和I BP。
输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。
输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。
偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。
其值一般为10nA~1uA。
4.输入失调电流I IO在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即I IO=|I BP-I BN| 由于信号源内阻的存在，I IO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。
它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为1nA~0.1uA。
5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。
设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
为了分析方便，假设运放的开环增益AVO和输入电阻Ri均为无限大，外电路电阻R2=R1||Rf，利用戴维南定理和诺顿定理可得两输入端的等效电压和等效电阻，如下图所示则可得同相输入端电压反向输入端电压因AVO→∞，有V P≈V N，代入得Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)]当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为V o=(1+R f/R1)(V IO+I IO R2)可见，1+Rf/R1 和R2越大，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
1. 共模抑制比KCMR为有限值的情况集成运放的共模抑制比为有限值时，以下图为例讨论。
VP=ViVN=Vo共模输入电压为：差摸输入电压为：运算放大器的总输出电压为：vo=A VD v ID+A VC v IC闭环电压增益为：可以看出，AVD和KCMR越大，AVF越接近理想情况下的值，误差越小。
2.输入失调电压V IO一个理想的运放，当输入电压为0时，输出电压也应为0。
但实际上它的差分输入级很难做到完全对称。
通常在输入电压为0时，存在一定的输出电压。
解释一：在室温25℃及标准电源电压下，输入电压为0时，为使输出电压为0，在输入端加的补偿电压叫做失调电压。
解释二：输入电压为0时，输出电压Vo折合到输入端的电压的负值，即V IO=- V O|VI=0/A VO输入失调电压反映了电路的对称程度，其值一般为±1~10mV3.输入偏置电流I IBBJT集成运放的两个输入端是差分对管的基极，因此两个输入端总需要一定的输入电流I BN和I BP。
输入偏置电流是指集成运放输出电压为0时，两个输入端静态电流的平均值。
输入偏置电流的大小，在电路外接电阻确定之后，主要取决于运放差分输入级BJT的性能，当它的β值太小时，将引起偏置电流增加。
偏置电流越小，由于信号源内阻变化引起的输出电压变化也越小。
其值一般为10nA~1uA。
4.输入失调电流I IO在BJT集成电路运放中，当输出电压为0时，流入放大器两输入端的静态基极电流之差，即I IO=|I BP-I BN| 由于信号源内阻的存在，I IO会引起一个输入电压，破坏放大器的平衡，使放大器输出电压不为0。
它反映了输入级差分对管的不对称度，一般约为1nA~0.1uA。
5.输入失调电压VIO、输入失调电流IIO不为0时，运算电路的输出端将产生误差电压。
设实际的等效电路如下图大三角符号，小三角符号内为理想运放，根据VIO和IIO的定义画出。
为了分析方便，假设运放的开环增益AVO和输入电阻Ri均为无限大，外电路电阻R2=R1||Rf，利用戴维南定理和诺顿定理可得两输入端的等效电压和等效电阻，如下图所示则可得同相输入端电压反向输入端电压因AVO→∞，有V P≈V N，代入得Vo=(1+Rf/R1)[VIO+IIB(R1||Rf-R2)+ IIO(R1||Rf+R2)]当取R2=R1||Rf时，由输入偏置电流IIB引起的输入误差电压可以消除，上式可简化为V o=(1+R f/R1)(V IO+I IO R2)可见，1+Rf/R1 和R2越大，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
当用作积分运算时，用1/（sC）代替Rf，输出误差电压为vo(s)=[1+1/( sC R1)][V IO(s)+I IO(s)R2]当VIO和IIO随时间变化时，即有由此式可以看出，积分时间常数τ=R1C越小或积分时间越长，V IO和I IO引起的输出误差电压越大。
在理想情况下，V IO和I IO都为0时，输出误差电压也为0。
可以在输入级加一调零电位器，或在输入端加一补偿电压或补偿电流，以抵消V IO和I IO的影响。
问题分析：实施电压测量时，一般要求测量仪器（电压表）的内阻要远高于被测电路检测点的阻抗，这样才能得到比较准确的测量结果。
运算放大器具有极高的输入阻抗和电压增益，其输入端信号极其微弱。
通常与输入端相连接的电阻阻值都很大（102—103KΩ），这个阻值已经和模拟式电压表的内阻在同一个数量级，电压表的接入显然会改变电路的工作状态，即使是数字式电压表（内阻MΩ级），也无法在如此高的阻抗下准确测量。
测量方法：测量运算放大器电路的静态工作点，一般都避免直接测输入端，只测量输出端直流电压，由输出端电压可推算出输入端电压，推算方法如下：工作于线性模式（有反馈电阻Rf）时，输出端静态电位与两个输入端静态电位相等，即：Vo=V+=V-；工作于非线性模式（无反馈电阻Rf）时，输出电压只有两个离散值（高电位Vh 和地电位Vl）：当V+＞V-时，Vo=Vh；当V+＜V-时，Vo=Vl，其中Vh 的数值接近正电源供电电压Vcc，Vl 接近负电源供电电压Vdd（单电源供电时为零电位），具体数值因运算放大器型号不同略有区别。
单电源运算放大器的偏置与去耦电路设计目前在许多手持设备、汽车以及计算机等设备只用单电源供电，但是单电源容易出现不稳定问题，因此需要在电路外围增加辅助器件以提高稳定性。
在电路图1中展示了单电源供电运算放大器的偏置方法，用电阻RA与电阻RB构成分压电路，并把正输入端的电压设置为Vs/2。
输入信号VIN是通过电容耦合到正输入端。
在该电路中有一些严重的局限性。
首先，电路的电源抑制几乎没有，电源电压的任何变化都将直接通过两个分压电阻改变偏置电压Vs/2，但电源抑制的能力是电路非常重要的特性。
例如此电路的电源电压1伏的变化，能引起偏置电路电压的输出Vs/2变化0.5伏。
该电路的电源抑制仅仅只有6dB，通过选用SGM8541运算放大器可以增强电源抑制能力。
图1：单电源供电运算放大器的偏置方法。
其次，运算放大器驱动大电流负载时电源经常不稳定，除非电源有很好的调节能力，或有很好的旁路，否则大的电压波动将回馈到电源线路上。
运算放大器的正输入端的参考点将直接偏离Vs/2，这些信号将直接流入放大器的正输入端。
表1：适用于图2的典型器件值。
在应用中要特别注意布局，多个电源旁路电容、星形接地、单独的印制电源层可以提供比较稳定的电路。
偏置电路的去耦问题解答这个问题需要改变一下电路。
图2从偏置电路的中间节点接电容C2，用来旁路AC信号，这样可以提高AC的电源抑制，电阻RIN为Vs/2的基准电压提供DC的返回通路，并且为AC输入提供了交流输入阻抗。
图2：接电容C2来旁路AC信号，提高AC的电源抑制。
这个偏置电路的-3dB带宽是通过电阻RA、RB与电容C2构成的并且等于此偏置电路当频率在30Hz以内时，没有电源抑制的能力，因此任何在电源线上低于30Hz的信号，能够轻易地加到放大器的输入端。
一个通常解决这个问题的方法是增加电容值C2，它的值需要足够的大，以便能有效地旁路掉偏置电路通频带以内的全部噪声。
然而在这里比较合理的方法是，设置C2与偏置电路连接点的带宽是十分之一的信号输入带宽，参见图2。
表2：电路图3和4的一些齐纳二极管与Rz电阻值的关系在有些运算放大器中输入偏置电流比较大是需要考虑的，由于放大器偏置电流的影响，偏置分压电路的分压点将偏离Vs/2，影响了放大器的静态工作点。
为了使放大器的静态工作点尽量靠近Vs/2，需要增加平衡电阻，见电路图2。
在这个电路中运算放大器选用的是SGM8541，该放大器的输入偏置电流在常温下只有1-2个皮安，几乎为零，因此可以不考虑输入偏置电流带来的误差。
但如果工作在非常宽的温度范围(-20℃-80℃)，在放大器的正负输入端加平衡电阻能很好地阻止输入带来的误差。
图3：齐纳二级管偏置电路。
设计单电源运算放大器电路，需要考虑输入偏置电流误差、电源抑制、增益、以及输入与输出线路带宽等等。
然而普通的应用设计是可以通过查表来获得，见表1。
在单电源电压为15V或12V时偏置分压的两个电阻通常选用100kΩ，这样可以在电源消耗与输入偏置电流误差之间合理的折中。
5V单电源偏置分压电阻减小到一个比较低的值，例如42kΩ。
还有些在3.3V应用中偏置分压电阻选在27kΩ左右。
齐纳二级管偏置电路表3：电路参数及期间参数选择。
虽然电阻偏置电路技术成本很低，并且始终能保持运放输出控制在Vs/2，但运放的共模抑制能力完全依靠RA/RB与C2构成的RC时间常数。
通过使用C2可以提高至少10倍的RC(RC通过R1/C1与RIN/CIN的网路构成)时间常数，这将有助于提高共模抑制比。
RA与RB在使用100kΩ，并且电路带宽没有降低的时候，C2可以保持相当小的容量。
也可以采用其它的方法在单电源中提供偏置电压，并且有很好的电源抑制与共模抑制。
比如在偏置电路中可以使用一个齐纳二极管调整偏置电压，提供静态工作点。
图4：利用相同的齐纳二极管的反相放大器电路的偏置方法。
在图3中，电流通过电阻RZ流到齐纳二极管，形成偏置工作点。
电容CN可以阻止齐纳二极管产生的噪声通过反馈进入运放。
要想实现低噪声电路需要使用一个比10uF还大的CN，并且齐纳二极管应该选择一个工作电压在Vs/2。
电阻RZ必须选择能够提供齐纳二极管工作在稳定的额定电压上和保持输出噪声电流比较低的水平上。
因为运放的输入电流只有1pA左右，几乎接近零，所以为了减小输出噪声电流，低功耗的齐纳二极管是非常理想的选择。
可以选择250mW的齐纳二极管，但为了考虑成本，选择500mW的齐纳二极管也是可以接受。
齐纳二极管的工作电流会因制造商的不同有些差别，在应用中一般IZ在5mA(250mW)与5uA(500mW)之间比较好。
表4：电路参数及期间参数选择在齐纳二极管的工作极限范围之内，采用下面电路(图3、图4)将有比较好的电源抑制能力。
但这个电路有一些缺陷，因为运放输出的静态工作点是齐纳二极管的电压而不是Vs/2。
如果电源电压下降，大信号输出的波形将会失真(出现不对称的削顶波形)，此时电路还要消耗更多的电能。
电阻RIN与R2应该选择相同的电阻值，防止偏置电流引起更大的失调电压误差。
运算放大器容性负载驱动问题问：为什么我要考虑驱动容性负载问题?答：通常这是无法选择的。
在大多数情况下，负载电容并非人为地所加电容。
它常常是人们不希望的一种客观存在，例如一段同轴电缆所表现出的电容效应。
但是在有些情况下，要求对运算放大器的输出端的直流电压进行去耦。
例如，当运放被用作基准电压的倒相或驱动一个动态负载时。
在这种情况下，你也许在运放的输出端直接连接旁路电容。
不论哪种情况，容性负载都要对运放的性能有影响。
问：容性负载如何影响运放的性能?答：为简单起见，可将放大器看成一个振荡器。
每个运放都有一个内部输出电阻RO，当它与容性负载相接时，在运放传递函数上产生一个附加的极点。
正如图1(b)波特图幅频特性曲线表示，附加极点的幅频特性斜率比主极点20dB/十倍频程更徒。
从相频特性曲线图1(c)中可以看出，每个附加极点的相移都增加-90°。
我们可用图1(b)或图1(c)来判断电路的稳定性。
从图1(b)中可以看出，当开环增益和反馈衰减之和大于1时，电路会不稳定。
同样，在图1(c)中，如果某一工作频率低于闭环带宽，在这个频率下环路相移超过-180°时，运放会出现振荡。
电压反馈型运算放大器(VFA)的闭环带宽等于运放增益带宽积(GBP，或单位增益频率)除以电路闭环增益(A CL )。
运算放大器电路的相位裕度定义为使电路不稳定所要求的闭环带宽处对应的附加相移(即环路相移十相位裕度=-180°)。
