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超宽带天线匹配网络的设计B.S.Yarman, Istanbul University,TurkeyDesign of Ultra WidebandAntenna Matching Networks2008, 308pp.HardcoverISBN 9781402084171B.S.亚曼等著天线、天线匹配网络(或均衡器)、天线开关以及天线阵列相位移位器是超宽带通讯系统最重要的部件。
作为一个整体,它们构成了我们称谓的天线系统。
很显然这些关键的部件处于通讯系统的前端。
如果天线系统是宽带的,那么无线装备是宽带的几率就很高。
否则不论通讯系统的其余部分的有多好,该系统的带宽是受到天线设备限制的。
实时频率技术(RFT)是1977年由美国康乃尔大学的H.J.Carlin教授提出的,该方法对许多应用提供了建造功率传输网络的出色解决方案。
此外经简化的实时频率技术(SRFT)已被证实最适用于人们为天线设计匹配网络和微波放大器。
本书致力于采用SRFT设计超宽带实用天线匹配网络,这是同类书中的第一本,并且预计会填补无线通讯领域中非常重要的空白。
对于书中的每一个例子,作者都提供了开放式Matlab代码,因此读者可以很容易地产生并验证这些例子的结果。
本书共有13章。
1.实时频率技术;2.天线基础;3.移动无线通讯天线;4.移动电话天线开发中的挑战;5.内部终端天线的设计技术;6.终端天线测量;7.依据散射参数的无损耗二端描述;8.天线匹配问题的分析方法;9.经简化的实时频率技术;10.应用;11.经简化实时频率技术的预置;12.匹配网络分析与最优化Ⅰ;13.匹配网络分析与最优化Ⅱ。
本书是斯普林格《信号与通讯技术》丛书中的一本,作者坚信本书对于那些供职于商业无线通讯公司以及政府和军队机构的研究经理及工程师非常有用。
胡光华,高级软件工程师(原中国科学院物理学研究所)Hu Guanghua, Senior Software Engineer(Former Institute of Physics,CAS)。
宽带接收机前端射频电路设计——可重构射频混频器设计的开题报告一、论文选题背景和研究意义随着通信技术的日新月异，对高速宽带应用的需求不断提高，宽带通信系统的设计也日益变得复杂。
而在宽带通信系统的设计中，宽带接收机前端射频电路是其中的重要组成部分。
射频电路的设计对于整个系统的性能和稳定性具有至关重要的影响。
因此，对宽带接收机前端射频电路的设计研究具有很高的实际意义。
在射频电路的设计中，一个常见的问题是需要对不同频率的信号进行信号处理。
例如，当接收机需要接收多个信号时，需要进行信号的混频处理，将所接收到的信号转换到基带中进行进一步的处理。
此时，混频器成为了关键的组成部分。
然而，不同信号在不同频率下的接收需要不同的混频器，这导致了混频器在设计中具有一定的困难性。
因此，研究可重构射频混频器设计是极为必要的。
二、国内外研究现状目前，国内外对可重构射频混频器的研究已经有了一定的进展。
例如，国外学者设计了一种基于宽带集成技术的可重构射频混频器，该混频器能够在10GHz到20GHz频率范围内实现多种混频功能，具有优异的性能指标。
国内也有许多学者对此进行研究，例如利用CMOS工艺制作低电流混频器的研究，以及利用GaAs工艺实现双模混频器的研究等。
然而，当前射频混频器设计中存在一些问题。
例如，目前使用的混频器在频段扩展和功率要求方面存在局限性，而且实现复杂且成本较高。
因此，需要在混频器设计中寻求新的技术路线，以解决目前存在的问题。
三、研究内容和技术路线本文将研究可重构射频混频器的设计技术，对技术进行一定的探讨和应用。
研究内容如下：1. 初步研究射频混频器的基本理论和相关技术知识，了解射频混频器的工作原理和现有的技术路线。
2. 研究可重构射频混频器的设计方法，通过设计具有可重构性质的混频器，使其能够适应不同频率下的信号处理。
3. 利用软件仿真，优化混频器的设计参数，提高混频器的工作性能。
4. 制作混频器原型，并进行实际测试。
超宽带通信系统的设计与实现在当今信息高速传递的时代，通信技术的发展日新月异，其中超宽带通信系统以其独特的优势逐渐崭露头角。
超宽带通信系统是一种能够在极宽的频带上传输数据的通信技术，具有高速率、低功耗、高精度定位等诸多优点，在无线个域网、雷达探测、精确定位等领域有着广泛的应用前景。
超宽带通信系统的基本原理是通过发送极窄脉冲来实现数据传输。
这些脉冲的宽度通常在纳秒甚至皮秒级别，因此能够占据非常宽的频谱。
与传统的通信技术相比，超宽带通信系统不需要进行载波调制，直接利用脉冲的有无来表示数字信息“0”和“1”，大大简化了系统的复杂度。
在设计超宽带通信系统时，首先要考虑的是发射机的设计。
发射机的核心部件是脉冲发生器，它需要产生符合要求的窄脉冲。
常见的脉冲发生器有阶跃恢复二极管脉冲发生器、雪崩三极管脉冲发生器等。
这些脉冲发生器能够产生纳秒甚至皮秒级别的窄脉冲，但其性能和稳定性会受到多种因素的影响，如电源电压、温度等。
为了提高脉冲的质量和稳定性，通常需要采用一些补偿和校准技术。
除了脉冲发生器，发射机还需要功率放大器来增强信号的强度。
由于超宽带信号的频谱非常宽，功率放大器需要在很宽的频带上保持良好的线性特性和效率。
这对功率放大器的设计提出了很高的要求，目前常用的功率放大器有砷化镓功率放大器、氮化镓功率放大器等。
接收机是超宽带通信系统的另一个重要组成部分。
接收机的主要任务是从接收到的信号中准确地恢复出原始的数据。
由于超宽带信号的功率谱密度非常低，接收机需要具有很高的灵敏度。
常见的接收机结构有相关接收机、能量接收机等。
相关接收机通过将接收到的信号与本地产生的模板脉冲进行相关运算来恢复数据，具有较好的性能，但实现复杂度较高。
能量接收机则通过检测接收到的信号能量来判断数据，实现相对简单，但性能稍差。
在超宽带通信系统中，天线的设计也至关重要。
天线需要在很宽的频带上保持良好的辐射特性和阻抗匹配。
常见的超宽带天线有平面单极子天线、圆锥天线等。
我来大概概括一下ADC输入阻抗的问题：1:SAR型ADC这种ADC内阻都很大，一般500K以上。
即使阻抗小的ADC，阻抗也是固定的。
所以即使只要被测源内阻稳定，只是相当于电阻分压，可以被校正。
2:开关电容型，如TLC2543之类。
他要求很低的输入阻抗用于对内部采样电容快速充电。
这时最好有低阻源，否则会引起误差。
实在不行，可以外部并联一很大的电容，每次被取样后，大电容的电压下降不多。
因此并联外部大电容后，开关电容输入可以等效为一个纯阻性阻抗，可以被校正。
3：FLASH.html">FLASH型（直接比较型）。
大多高速ADC都是直接比较型，也称闪速型（FLASH），一般都是低阻抗的。
要求低阻源。
对外表现纯阻性，可以和运放直接连接4：双积分型大多输入阻抗极高，几乎不用考虑阻抗问题5：Sigma-Delta型。
这是目前精度最高的ADC类型，也是最难伺候的一种ADC。
重点讲一下要注意的问题：a.内部缓冲器的使用。
SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，必须有低阻源。
所以为了简化外部设计，内部大多集成有缓冲器。
缓冲器打开，则对外呈现高阻，使用方便。
但要注意了，缓冲器实际是个运放。
那么必然有上下轨的限制。
大多数缓冲器都是下轨50mV，上轨AVCC-1.5V。
在这种应用中，共莫输入范围大大的缩小，而且不能到测0V。
一定要特别小心！一般用在电桥测量中，因为共模范围都在1/2VCC附近。
不必过分担心缓冲器的零票，通过内部校零寄存器很容易校正的。
b.输入阻抗问题。
SigmaDelta型ADC属于开关电容型输入，在低阻源上工作良好。
但有时候为了抑制共模或抑制乃奎斯特频率外的信号，需要在输入端加RC滤波器，一般DATASHEET上会给一张最大允许输入阻抗和C和Gain的关系表。
这时很奇怪的一个特性是，C越大，则最大输入阻抗必须随之减小！刚开始可能很多人不解，其实只要想一下电容充电特性久很容易明白的。
宽带匹配网络理论及应用研究宽带匹配网络理论及应用研究摘要：宽带匹配网络是一种重要的射频（Radio Frequency, RF）和微波（Microwave）电路元件，它在无线通信、雷达、射频模拟电路等领域有着广泛的应用。
本文通过对宽带匹配网络的原理、结构及其在相关应用中的研究进展进行综述，旨在为宽带匹配网络的设计与应用提供一定的参考。
关键词：宽带匹配网络；射频电路；无线通信；微波电路；雷达一、引言在无线通信系统中，信号的传输需要经过由天线、滤波器等组成的射频前端电路。
而射频前端电路的一个核心部分就是宽带匹配网络。
宽带匹配网络可以使射频前端电路与其他电路之间的阻抗进行匹配，从而实现能量传递和信号转换。
因此，宽带匹配网络的性能和设计对于整个射频电路的工作效果至关重要。
二、宽带匹配网络的原理宽带匹配网络的设计是为了实现在宽频带范围内的阻抗匹配，其原理主要基于阻抗变换理论。
在传输线理论中，电磁波在线路中传输时，会遇到特定的阻抗，而当阻抗不匹配时，会产生反射波。
通过在匹配网络中引入阻抗变换元件，可以实现信号的阻抗匹配，减小反射波的发生。
三、宽带匹配网络的结构宽带匹配网络的结构可以分为两种类型：串联结构和并联结构。
串联结构中，利用串联的传输线和变压器等元件来实现阻抗的匹配。
而在并联结构中，通过并联的电容、电感和变压器等元件来实现阻抗的匹配。
两种结构各有利弊，根据具体的应用场景选择合适的结构。
四、宽带匹配网络的应用研究宽带匹配网络在无线通信、雷达、射频模拟电路等领域都有着广泛的应用。
在无线通信系统中，宽带匹配网络可以实现发射端和接收端之间的阻抗匹配，提高信号质量。
在雷达系统中，宽带匹配网络可以实现微波信号的传输和接收，提高雷达系统的性能。
在射频模拟电路中，宽带匹配网络可以实现频率选择性放大和滤波等功能。
五、宽带匹配网络的挑战和展望宽带匹配网络在应用中还存在一些挑战，如：1. 带宽限制：在设计宽带匹配网络时，需要考虑到信号在整个带宽范围内的匹配情况，这对设计的要求提出了更高的要求。
转换器模拟输入：高速ADC前端设计的挑战和权衡因素作者：Rob Reeder简介关于模数转换器(ADC)前端设计，首先必须声明：它是一门艺术。
如果日常工作中不在实验室动手操作，不注意放大器和变压器（巴伦）的最新技术趋势，那么前端设计，特别是高频(>100MHz IF)下的前端设计可能非常困难。
大部分设计人员都会把数据手册或应用笔记的设计作为起点，但相对于设计人员真正要实现的目标，这些设计所提供的信息可能并不完整。
这篇文章的意图不是要给出一个关于高速ADC前端设计的“公式”，而是要说明，利用变压器或放大器优化设计时有许多因素需要权衡。
转换器及其拓扑结构有许多类型，本文针对的是采样速率为10MSPS或更高的缓冲型和无缓冲（开关电容）型高速流水线架构。
前端是确定转换器接收并采样的信号或信息质量的关键部分。
在设计中，如果对这最后一级重视不够，则会对应用的性能产生不利影响。
通过了解前端设计的权衡因素，设计人员可以采样一些或所有这些方法来帮助开发基带、带通（即超奈奎斯特频率）或宽带转换器应用的高性能前端。
了解前端要实现的目标首先考虑转换器前端设计需要实现哪些目标。
这一点再怎么强调也不过分，因为许多设计欠缺这方面的考虑。
大多数转换器的选择依据是采样速率、全功率带宽、功耗、数字输出拓扑结构、通道数和其它相关特性是否适合特定应用。
其中的大部分特性被认为是转换器的额定限制。
例如，如果采样速率超过转换器的最大采样速率，则会对性能产生不利影响。
因此，我们假设在所有情况下，转换器均在时钟规格和其它任何额定规格的范围内工作，转换器不是前端设计过程的限制因素。
选定ADC之后，就必须了解在系统设计规定的条件下，设计高性能前端时需要注意的基本要素。
人们发现，对于所有转换器前端设计，有七个参数至关重要，它们是：输入阻抗、VSWR、通带平坦度、带宽、SNR、SFDR和输入驱动电平。
当设计人员权衡各种因素以优化设计时，这些参数可以起到指导作用。
收稿日期:2005206206; 定稿日期:2005208219基金项目:国家重点基础研究发展(973)计划资助项目(G2000036508);国家自然科学基金资助项目(60236020);国家高技术研究发展(863)计划资助项目一种应用于超宽带系统的宽带L NA 的设计桑泽华,李永明(清华大学微电子学研究所,北京 100084)摘 要: 结合切比雪夫滤波器,可以实现宽带输入匹配的特性和片上集成窄带低噪声放大器(L NA )的噪声优化方法。
提出一套完整的基于CMOS 工艺的宽带L NA 的设计流程,并设计了一个应用于超宽带(U WB )系统的3～5GHz 宽带LNA 电路。
模拟结果验证了设计流程的正确性。
该电路采用SM IC 0.18μm CMOS 工艺进行模拟仿真。
结果表明,该L NA 带宽为3～5GHz ,功率增益为5.6dB ,带内增益波动1.2dB ,带内噪声系数为3.3～4.3dB ,IIP3为-0.5dBm ;在1.8V 电源电压下,主体电路电流消耗只有9mA ,跟随器电流消耗2mA ,可以驱动1.2p F 容性负载。
关键词: 低噪声放大器;切比雪夫滤波器;超宽带;无线局域网中图分类号: TN722.3 文献标识码: A 文章编号:100423365(2006)0120114204A Wideband Low Noise Amplif ier for U ltra WideB and SystemSAN G Ze 2hua ,L I Y ong 2ming(I nstit ute of Microelect ronics ,Tsinghua Uni versit y ,B ei j ing 100084,P.R.China )Abstract : A new design flow is presented by combining the wideband match network theory with the low noise design technique for integrated narrowband low noise amplifier (L NA ).As a demonstration ,a wideband L NA is de 2signed based on this design flow ,which is validated by simulation using SMIC ’s 0.18μm technology.Results from the simulation show that the L NA circuit has achieved an operating f requency ranging f rom 3GHz to 5GHz ,a pow 2er gain between 4.4dB and 5.6dB ,a noise figure f rom 3.3dB to 4.3dB and an IIP3of -0.5dBm.The circuit dis 2sipates 11mA current f rom a single 1.8V power supply ,and it is capable of driving 1.2p F capacitive load.K ey w ords : Low noise amplifier ;Chebyshev filter ;Ultra wide band ;WL AN EEACC : 1220 1 引 言IEEE 802.15.3是一种无线个人域网(WPAN ,Wireless Personal Area Network )标准,包含MAC和P H Y 两部分。
超宽带接收机原理与结构浅析[摘要] 本文主要介绍基于采样结构数据解调的超宽带接收机设计。
基本的概念是对模拟接收的信号进行过采样(采样频率高于奈奎斯特频率)并以数字信号方式进行解调。
对接收到的信号可以进行直接采样或进行并行时域采样方法。
[关键词]超宽带ADC采样延迟采用并行时域采样的思想在于可以将地数据总线的要求的同时,保持对接收信号进行很高速度的采样。
这种方法的关键点在于接收机采用数个ADC进行,每一个ADC的时钟与其他的时钟都有一点偏移。
每个ADC对时域波形的采样都略有不同。
有效采样率是单个ADC采样率乘以ADC的个数。
也可以对每路输入信号在时间上进行延迟,这样每个ADC会采样波形的不同部分。
每个ADC 的时钟输入都比前一个ADC有一定时移。
在数据总线上与每一个ADC相连的数字硬件电路能以相对较低的速率进行工作。
相对的并行时域采样也会增加系统的复杂度,但极大的减轻了数据总线上的并行采样速率。
举例来说如果一个UWB 信号需要采用8GHz 进行采样,那么采用直接采样技术,对于4-bit采样解析度来说,传输线数据总线需要32Gbps的传输容量。
而在并行时域采样序列中使用8个ADC,使用32 根传输线,数据总线的只需要1Gbps 的容量。
并行采样的另外一个好处就是对于信号处理硬件,减小数据输入速度意味着能够减轻数据输入的时间要求。
并行ADC采样的限制在于时间延迟误差,对于ADC时钟信号上升延与ADC实际采样点之间时间为严实误差。
如果系统采用单ADC结构,那么误差延时可以不考虑。
对于并行时域采样技术,接收机的性能由每个ADC采样的具体时隙差所决定。
如果每个ADC的延时误差是定值,则每个采样点之间的时间保持不变,使得误差延时的变化度为零。
但如果每个ADC之间的误差延时很大,则接收信号会由于时间分布的不均而产生失真。
如果误差延时比采样率大就会导致时间的交叠,从而导致系统性能的严重下降。
直接采样的方法是将接收到的信号在ADC中以非常高的速率的1-4bit进行采样。
摘要模数转换器（ADC）作为现代通信系统中的关键电路，其性能直接决定了通信系统的整体性能。
在需要中等精度高速ADC的应用场合，如无线网802.11ac通信协议等，流水线逐次逼近型模数转换器（Pipeline-SAR ADC）以其兼顾高速和低功耗的结构特点、对先进工艺兼容良好等优良特性被广泛使用。
针对现代高速通信系统的应用场合，论文设计了一款10bit 500MS/s的Pipeline-SAR ADC，其系统架构为两级结构，两级SAR ADC都实现6bit的数据量化，级间放大器提供4倍增益，设置2bit 级间冗余。
在第一级SAR ADC中，提出了一种基于自关断比较器的非环路（Loop-unrolled）结构，在每位比较完成后，通过自关断信号将当前位比较器关断，在不影响比较器锁存级保持数据的前提下，极大减小了Loop-unrolled结构的功耗；同时，针对Loop-unrolled结构多个比较器之间的失调失配，采用了一种基于参考比较器的后台失调校准方法，参考比较器的引入使得该校准方法可以在不增加额外校准时间的前提下完成后台校准，保证了系统的高速特性。
级间放大器采用了一种增益稳定的动态放大器，通过将动态放大器的增益构造为同种参数比例乘积的形式，实现增益稳定，并对其工作时序进行了优化，避免了额外时钟相的引入。
第二级SAR ADC采用了两路交替比较器结构，同时对两个比较器采用了前台失调校准，以避免引入额外的校准时间。
由于级间放大器仅提供4倍增益，第二级的量化范围较小，本文在第二级电容阵列的设计上使用了非二进制冗余，以减小DAC建立误差造成的影响。
本文还设计了数字码整合电路、全局时钟产生电路，以保证整个Pipeline-SAR ADC设计的完整性。
本文基于TSMC 40nm CMOS工艺设计了具体的电路与版图。
后仿真结果表明，在1.1V电源电压下，采样率为500MS/s时，输入近奈奎斯特频率的信号，在tt工艺角下，有效位数（ENOB）达到9.2位，无杂散动态范围（SFDR）达到64.5dB，功耗为7.52mW，FoM值为25.76fJ/conv.step，达到设计指标要求。
宽带通信接收机的ADC参数May18,2006摘要：本应用笔记阐述了欠采样接收机的系统级重要参数，并提供了设计人员确定这些性能参数所需要的各种方法，这些参数包括满量程范围、小信号噪声底、信噪比和无杂散动态范围等。
宽带接收机设计需要采用外差体系结构，以便在有干扰或者阻塞信号的情况下获得最佳灵敏度。
以蜂窝cdma2000®多载波接收机设计为例，本文讨论某些影响模数转换器(ADC)选择的重要参数—IF频率、接收机模拟功率增益、信号带宽和ADC采样时钟频率等参数。
通过这一设计实例，还讨论了以下ADC参数：满量程(FS)功率、小信号噪声底(SSNF)、信噪比(SNR)和无杂散动态范围(SFDR)。
16位、80Msps MAX19586ADC在当今所有的ADC中具有最低的噪声底，在接收机设计中不需要降低增益或采用自动增益控制(AGC)。
MAX19586优异的噪声性能以及SFDR性能能够满足甚至由于此类应用对ADC的要求。
外差接收机包括一级混频器(LO1)，将RF波形转换为第一中频(IF)信号(图1)。
可以对这一IF信号进行数字化处理或送入第二级混频器(LO2)，将其转换为频率更低的IF。
把信号转换到更低IF利用了ADC良好的噪声和线性性能，这些性能一般在低频输入时才能够获得。
采用欠采样技术数字化真实的带通信号，其采样速率在信号带宽内符合Nyquist定律，而不针对其绝对频率。
使用这一方法，ADC对真实信号进行数字化，然后利用数字信号处理(DSP)技术，在数字域将其转换为合成分量。
这种方法的优势在于能够降低硬件的复杂性和成本，因为欠采样技术承担了部分下变频任务。
但是，这种体系结构需要时钟速率较高的ADC，以及较宽的动态范围(即低噪声和高线性)。
欠采样技术除了这些优点之外，一个重要的缺点是噪声混叠，如果输入信号没有进行充分的带宽限制，将对带内的混叠噪声进行数字化处理并和有用信号一起转换成基带信号，噪声混叠将导致ADC的SNR下降。
ADC原理及应用指导ADC（Analog to Digital Converter）是指模拟信号转换为数字信号的设备或电路。
它是现代电子系统中不可或缺的一部分，广泛应用于各种领域，如通信、仪器仪表、自动控制等。
ADC的原理及应用非常重要，下面将对此进行详细介绍。
一、ADC的原理ADC的原理是将连续变化的模拟信号转换为离散的数字信号。
具体来说，它包括采样、量化和编码三个过程。
1.采样：采样是将模拟信号按照一定时间间隔取样。
通常使用的采样方式有脉冲采样和保持采样两种。
脉冲采样是以一定频率的脉冲信号采样模拟信号，而保持采样是在一些时刻对模拟信号进行采样，并在一段时间内保持在该值上。
2.量化：量化是将采样得到的模拟信号的幅度转换为离散的幅度值。
量化包括分辨率和量化误差两个指标。
分辨率表示量化幅度的精度，通常用位数来表示，如8位、10位等。
量化误差是指量化得到的数值与原始模拟信号之间的差值，这个误差会影响到信号的准确度。
3. 编码：编码是将量化后的离散幅度值转换为二进制形式的数字信号。
编码方式有很多种，常见的有直接二进制编码（Binary Coded Decimal，BCD）、格雷编码（Gray Code）和自然二进制编码（Natural Binary Code）等。
二、ADC的应用指导1.选择合适的ADC芯片：要根据实际应用需求选择合适的ADC芯片。
考虑因素包括分辨率、采样速率、功耗、价格等。
对于高精度要求的应用，可以选择分辨率较高的ADC芯片；对于需要高速采样的应用，选择采样速率高的ADC芯片。
2.电源和地线的设计：ADC的电源和地线设计直接影响到其性能。
可以采用独立的模拟和数字地线，以减小干扰。
同时，要注意电源稳定性，避免电源噪声对ADC的影响。
3.模拟前端设计：模拟前端包括模拟信号的滤波、放大和保持等。
滤波可以去除噪声和杂散信号，放大可以增大信号幅度，保持可以在一定时间内保持采样信号。
模拟前端的设计要根据实际应用需求进行选型和电路设计。
高速adc的设计注意事项高速ADC是一种用于高速信号采集和数字化的模数转换器。
它的设计非常关键，因为它直接影响到信号采集的准确性和频率响应。
下面是一些设计高速ADC时需要注意的事项：1. 时钟和采样：在高速ADC中，时钟的稳定性和准确性是非常重要的。
为了确保准确的采样，时钟必须具有较低的相位噪声和抖动。
此外，时钟频率必须与信号频率匹配，以避免混叠失真。
因此，在设计高速ADC时，应选择高质量的时钟源，并确保时钟电路的稳定性和准确性。
2. 前端模拟电路：前端模拟电路是将输入信号转换为电压或电流的关键部分。
在高速ADC中，应选择低噪声和高速度的操作放大器，并提供适当的滤波器来去除高频噪声和混叠失真。
此外，为了提高信号质量，还可以使用差分信号传输和抗干扰设计技术。
3. 样本保持电路：样本保持电路用于在输入信号到达之后，将其保持在ADC输入端的电压或电流上。
在高速ADC中，样本保持电路必须具有高带宽和低抖动，以确保准确的采样。
此外，为了避免信号交叉耦合和信号失真，应采用差分样本保持电路和布局技术。
4. ADC核心：ADC核心是将模拟信号转换为数字信号的关键部分。
在高速ADC 中，需要选择合适的ADC架构和位数，以满足要求的采样速度和分辨率。
常见的高速ADC架构包括交叉比较器ADC、逐次逼近型ADC和闩锁型ADC。
在选择ADC核心时，还应考虑功耗、线性度、采样速度和动态范围等因素。
5. 数字后处理：数字后处理用于对采样的数字信号进行滤波、解调和数据处理。
在高速ADC中，数字后处理的设计必须满足高速数据传输的要求。
为了提高信号质量，可以使用数字滤波器、数据校正技术和误码校正方法。
此外，为了减少数据传输带宽和存储需求，还可以压缩采样数据。
6. 供电和接地：供电和接地是高速ADC设计中很重要的考虑因素。
为了避免噪声和干扰，应采用适当的电源滤波器和抑制技术。
此外，为了减少电源反馈和信号耦合，应采用适当的电源布局和接地技术。
adc前端电压衰减器摘要：1.ADC 前端电压衰减器的定义和作用2.ADC 前端电压衰减器的设计原理3.ADC 前端电压衰减器的应用领域4.市场上的ADC 前端电压衰减器产品介绍5.ADC 前端电压衰减器的发展趋势正文：一、ADC 前端电压衰减器的定义和作用ADC（Analog-to-Digital Converter，模拟- 数字转换器）前端电压衰减器是一种用于模拟信号处理领域的电子元器件，主要作用是将输入的模拟电压信号进行衰减处理，以便适应ADC 的输入电压范围。
这样可以确保ADC 对模拟信号进行高精度的转换，从而实现数字信号处理。
二、ADC 前端电压衰减器的设计原理ADC 前端电压衰减器的设计原理主要基于电阻的分压原理。
在输入电压信号通过电阻网络时，电阻会消耗部分电压，从而实现信号的衰减。
为了确保信号的精度，衰减器需要具有较低的噪声和非线性失真。
此外，衰减器的输入和输出阻抗也会影响信号的传输效果，因此需要合理设计。
三、ADC 前端电压衰减器的应用领域ADC 前端电压衰减器广泛应用于各种电子设备和系统中，如通信系统、仪器仪表、音频处理、医疗设备等。
在这些领域，ADC 前端电压衰减器对保证系统性能和信号质量具有重要意义。
四、市场上的ADC 前端电压衰减器产品介绍目前市场上有很多种ADC 前端电压衰减器产品，如线性电压衰减器、电阻式电压衰减器等。
这些产品各具特点，可以根据实际应用需求进行选择。
五、ADC 前端电压衰减器的发展趋势随着科技的不断发展，ADC 前端电压衰减器也在不断升级和改进。
未来的发展趋势包括更高的精度、更低的噪声、更小的体积和更便捷的安装方式等。
一种适用于adc前端的pga电路的设计随着科技的不断发展，模拟信号的数字化处理已经成为了现代电子系统中不可或缺的一部分。
而模拟信号的转换过程中，ADC（模数转换器）起到了至关重要的作用。
然而，由于模拟信号的幅度范围往往较大，为了保证转换的准确性和精度，通常需要在ADC前端加入PGA （可编程增益放大器）电路来对信号进行放大和调节。
本文将介绍一种适用于ADC前端的PGA电路的设计。
首先，我们需要明确PGA电路的基本功能和要求。
PGA电路的主要功能是对输入信号进行放大，并且能够根据需要调节增益。
在ADC前端，PGA电路需要具备以下几个要求：高增益精度、低噪声、宽带宽、低失真和低功耗等。
在设计PGA电路时，我们可以采用差分放大器的结构。
差分放大器能够有效地抑制共模干扰和噪声，提高信号的抗干扰能力。
同时，差分放大器还可以实现增益的调节。
在PGA电路中，我们可以通过调节差分放大器的增益来实现对信号的放大和调节。
为了提高PGA电路的增益精度，我们可以采用自校准技术。
自校准技术可以通过对差分放大器的偏置电流和增益进行自动校准，从而提高增益的准确性和稳定性。
同时，自校准技术还可以抑制温度漂移和工艺变化对增益的影响，提高PGA电路的性能。
为了降低PGA电路的噪声，我们可以采用低噪声放大器和滤波器。
低噪声放大器可以有效地降低放大器的噪声系数，提高信号的信噪比。
滤波器可以滤除输入信号中的高频噪声，进一步提高信号的质量和准确性。
为了提高PGA电路的带宽，我们可以采用高速运算放大器和高速开关技术。
高速运算放大器可以提高放大器的响应速度，使得PGA电路能够处理更高频率的信号。
高速开关技术可以实现快速的增益调节，提高PGA电路的动态性能。
为了降低PGA电路的失真，我们可以采用线性化技术和校准技术。
线性化技术可以通过对差分放大器的非线性进行补偿，提高放大器的线性度。
校准技术可以通过对差分放大器的偏置电流和增益进行校准，降低失真的影响。
超宽带系统中ADC 前端匹配网络设计1、引言传统的窄带无线接收机，DVGA+抗混叠滤波器+ADC 链路的设计中，我们默认ADC 为高阻态，在仿真抗混叠滤波器的时候忽略ADC 内阻带来的影响。
但随着无线技术的日新月异，所需支持的信号带宽越来越宽，相应的信号频率也越来越高，在这样的情况下ADC 随频率变化的内阻将无法被忽视。
为了取得较好的信号带内平坦度，引入了ADC 前端匹配电路的设计，特别是对于non-input buffer的ADC在高负载抗混叠滤波器应用场景下，前端匹配电路的设计在超宽带的应用中就更显得尤为重要。
本文将以ADS58H40为例介绍ADC前端匹配电路的设计。
2、Non-input buffer ADC 内阻特性及其等效模型理想ADC 的输入内阻应该是高阻态，即在前端抗混叠滤波器的设计中无需考虑ADC 内阻带来的影响，但是实际ADC内阻并非无穷大并且会随着频率而发生改变。
从输入内阻的角度而言，ADC又可以被分为两类，一个是有输入buffer的ADC，输入特性更趋向于理想ADC，内阻往往比较大；另一类就是没有输入buffer的ADC，它们的内阻在高频不可忽略且随频率发生改变，但它们的功耗比前者要小。
图1为non-input buffer ADS58H40模拟输入等效内阻模型。
ADC模拟输入端采样保持电路本身所等效的阻抗网络随频率的改变而变化；再加上ADC 采样噪声的吸收电路（glitch absorbing circuit）RCR 电路，它的存在改善了ADC 的SNR 和SFDR，但也使得ADC的内阻随着频率而越发变化。
两者效应叠加使ADC 的等效负载整体呈现容性。
图1 ADS58H40 模拟输入等效内阻模型图2以ADS58H40为例给出了内阻随频率变化的曲线图。
A串联模型，串联模型中的串联等效电阻值在Ohm量级。
B并联模型，并联模型中的并联等效电阻值在低频（< 100MHz）的时候kOhm量级，但随着输入频率不断升高(>200MHz)，并联等效电阻值会急剧下降到百欧姆级，使其相对于抗混叠滤波器ADC端负载不可忽略。
而且不管是并联模型还是串联模型中的等效电容，也使得抗混叠滤波器ADC端负载特性偏离理想的阻性特征需要补偿。
图2 ADS58H40 内阻简化模型：A 串联模型，B 并联模型；及其相关频率变化曲3、Non-input buffer ADC 前端匹配网络拓扑架构由于ADC 的等效内阻随频率变化而且在高频时偏离理想高阻态，抗混叠滤波器ADC 端负载阻抗的选择就显得尤为重要。
理想ADC支持抗混叠滤波器的负载的任意选择，完全没有要求。
但是内阻的变化，使得现实中ADC希望前端的抗混叠滤波器的负载阻抗可以比较小，即传统50Ohm 抗混叠滤波器的设计，ADC的kOhm级的内阻相对于50Ohm而言可以忽略不计。
但是现在越来越多的抗混叠滤波器需要100Ohm 的负载设计，以达到前端驱动级的最优工作状态。
图5 以现在无线基站设计中常用的DVGA LMH6521 为例，为了使整个接收链路达到最优的线性性能，推荐使用100Ohm 的抗混叠滤波器。
此时如果仍采用简单的100Ohm 负载并联在ADC 输入端的做法，随着输入信号频率的升高和输入信号带宽的增宽，ADC内阻非理想特性将越来越明显，它会直接拉低ADC 侧的100Ohm 负载，恶化信号的带内平坦度。
图3 DVGA 最优工作状态负载要求示意图为了统一抗混叠滤波器的设计以简化其在不同平台项目中的移植，希望ADC侧（包括ADC 等效内阻和前端匹配电路）在整个信号带宽中都呈现一致的阻抗特性例如图3 应用中的100Ohm，引入了ADC 前端匹配网络如图4 所示。
图4 Non-input buffer ADC 前端匹配网络拓扑架构简图其中：1、R1和R2是ADC侧阻抗的主要组成部分，在假设ADC理想高阻特性的情况下，它即代表了ADC侧的负载。
由于ADC有限内阻和所需的匹配网络，为了达到整体效果仍保持100Ohm负载状态，R1和R2远高于50Ohm的最优取值。
R1和R2不仅决定了ADC输入pin脚的实际共模电压（VCM-Analog input common mode current*R1, ADC的性能SNR 和SFDR会随着VCM的变化而发生些许改变，请参见datasheet图22）；而且原本也是sampling glitch的低阻泄放路径，所以不宜过大。
R1和R2的取值原则为实现ADC端组合负载目标前提下的最小值，而且最大值不宜超过100Ohm。
2、R5和R6代表ADC输入口串联的5Ohm或者10Ohm的阻尼电阻，为的是衰减可能由bonding wire寄生电感引起的震荡。
3、由R3-L1-L2-R4组成的网络主要是负责超宽带应用中的带内平坦度调整，它存在的意义在于此网络呈感性，阻抗随频率递增；它和随频率递减的ADC 等效内阻呈反方向变化，两项并联使整体阻抗在所需频率范围内尽量保持不变。
如果觉得网络过于复杂，也可以考虑将L1 和L2 合并为一个电感断开VCM 连接；考虑分隔为两个电感仅是为VCM电流提供和R1+R2 并行的通路以减小VCM距理想值的偏移。
4、R7-L3//C1-R8组成的网络则主要担负吸收sampling glitch的责任。
在50Ohm负载抗混叠滤波器的应用中，50Ohm负载路径即相当于采样噪声的低阻泄放路径，所以R-L//C-R 电路选配一般可以不加，但是当抗混叠滤波器的负载阻抗增加，例如上文中所提到的100Ohm抗混叠滤波器的应用，R-L//C-R的网络在性能要求较高的应用中建议采用。
采样噪声是由采样开关的开关切换引起的。
只有在ADC输入pin脚处直接引入低阻通路才可以有效的将其吸收，这就是为何RLCR 网络需要尽可能的接近ADC输入管脚布局。
否则，采样噪声会在dither的作用下转化为影响ADC性能的噪声从而恶化SNR和SFDR。
此吸收采样噪声电路的最主要的组成部分为电容，采样噪声多为高频分量组成，对其形成低阻通路即低通电路或带通电路（对有用信号为高阻，对高频噪声为低阻）。
C的取值不易过小，过小影响吸收效果，同样也不易过大，过大会严重影响输入带宽。
两端串联的R不易过大25Ohm 为宜，并联的电感主要是降低Q值，有助于平坦带内波动。
当R3-L1-L2-R4 和R7-L3//C1-R8网络共存的时候，出于带内平坦度的考量，需要移去L3形成R-CR网络。
简单的取值步骤及原则：1、如果是传统的50Ohm抗混叠滤波器设计，R1和R2各取25Ohm，无需加入R-L-L-R 网络，RL//C-R的网络选配。
2、如果是100Ohm及以上抗混叠滤波器设计。
接收链路需要加入R-L//C-R，选配R-L-L-R 网络（选配R-L-L-R 的时候，R-L//C-R 需要换为R-C-R）；反馈链路则需要加入R-L-L-R。
a、首先需要根据性能测试结果选取R-L//C-R或者R-C-R网络中的C。
以H40为例，RL//C-R网络C取10pF，R-C-R网络C取3.3pF可以有效滤除（中频IF小于350MHz 应用中的）高频采样开关噪声。
网络中的R取25Ohm为宜，网络中L取值原则为使LC谐振腔在有用带宽中心附近形成谐振频率。
b、然后以R1 和R2 各为100Ohm为仿真起点，出于带内平坦度的考量，仿真选取R-L-L-R的值。
再平坦度满足要求的情况下，尝试降低R1和R2的值，但是需要适当增加R-L-L-R的等效阻抗作为弥补，最后找到实现ADC端组合负载目标前提下的R1和R2的最小取值。
4、ADS58H40 前端匹配网络设计ADS58H40是一款四通道14-bit, 250MSPS的高性能ADC，广泛应用在无线基站的设计中，即可以用在接收通道中，同样也可以应用在反馈通道中。
这里以ADS58H40在100Ohm 抗混叠滤波器负载的应用为例介绍前端匹配网络设计。
4.1接收链路拓扑架构由于接收链路对性能指标要求高，R-C//L-R(R-C-R)的吸收采样噪声的网络必不可少，加之接收链路带宽较窄，对带内平坦度起调节作用的R-L-L-R 网络可以选配。
这里Fs=245.76MSPS 采样率，中频3/4 Fs 184.32MHz，带宽80MHz，100Ohm 抗混叠滤波器负载应用为例。
图5为以牺牲带内平坦度为代价的简化版前端匹配电路。
R-L//C-R意在吸收采样噪声达到性能的最佳优化。
C的取值以10pF为宜，L 的取值配合10pF，在所需带宽内形成谐振腔，对有用信号不衰减，对高频采样噪声起到吸收的作用。
图5 Non-input buffer ADC 接收链路设计举例 A –最少的器件牺牲些许的带内平坦度图6为性能和平坦度相折中的网络架构，网络架构较图5复杂，但是80MHz信号带宽内平坦度远远好于上图中的简化版本设计。
由于前端R-L-L-R架构的存在，这里吸收采样噪声的R-L//C-R 简化为R-C-R，C的取值以3.3pF为宜。
图6 Non-input buffer ADC 接收链路设计举例B 最优的带内平坦度4.2 反馈链路拓扑架构反馈链路处理信号带宽远高于接收链路，而性能要求则较接收链路低。
为了满足带内平坦度的要求，R-L-L-R的平坦度调节电路必不可少。
而R-C//L-R(R-C-R)采样噪声吸收电路所表现出的低通或带通特性限制了其在超宽带（BW>100MHz）的反馈链路中的应用。
使得反馈链路中同样也存在着性能和带宽的折中。
但考虑到反馈链路-10dBFs输入幅度下性能恶化有限（采样噪声随输入幅度的增加而增大），缺少采样噪声吸收电路的反馈链路的性能仍然满足系统性能要求。
这里以Fs=245.76MSPS采样率，中频3/4 Fs 184.32MHz，带宽200MHz，100Ohm抗混叠滤波器负载应用为例。
图7为以牺牲些许性能为代价而取得最优带内平坦度的反馈链路前端匹配电路，R-L-L-R为带内平坦度调节电路。
图7 Non-input buffer ADC 反馈链路设计举例结论Non-input buffer的ADC在高中频，超宽带，高负载抗混叠滤波器应用场景下，需要对前端匹配电路的设计进行特别的考量。
针对接收和反馈链路的不同特性，有选择性的引入R-L-L-R平坦度调整电路，R-L//C-R采样噪声吸收电路，以期达到性能和带内平坦度的折中。
