下载文档原格式
Full-bridge converter变换器电气0708 郑林锋 07291268一、主电路1、Full-bridge converter变换器结构2、原理分析全桥变换器的主电路如图1所示，其主要工作波形如图2所示。
仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L。
或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，从而使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。
通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。
变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。
3、工作波形4、参数计算及器件选择（1）变压器选择为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，降低输出整流二极管的反向电压，从而减小损耗和降低成本，高频变压器原副边变比应尽可能的大一些。
为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。
考虑到移相控制方案存在副边占空比丢失的现象，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为： sec(max)(max)sec(min)D V V V V LF D o ++=其中，(max)o V 是最高输出电压，即均充电压；V D 是输出整流二极管的通态压降；V LF 是输出滤波电感上的直流压降。
取V V o 49%)21(48(max)≈+⨯=,D V =0.7V ，LF V =1V ，故V V 375.638.017.049sec(min)=++=故变压器原副边变比为：K=89.0375.6356≈=K ，选择变比为0.89。
为适应开关电源轻、小、薄的要求，需要增大其开关频率，但在大功率的情况下，频率越高，功率管开通与截止损耗也会增大。
本电路选用铁基纳米晶合金铁芯，它具有高导磁率，低损耗和优良的温度特性，广泛应用于推挽或桥式高频大功率逆变电源和开关电流中的主变压器铁芯。
移相全桥变换器设计一、设计要求输入电压：直流V in= 400V 考虑输入电压波动：385Vdc~415Vdc 输出电压：直流V out= 12V（稳压型）输出最大电流：I max=50 A整机效率：η≥90%输出最大功率：P o=600W开关频率：f=100kHz二、参数计算①输入电流有效值I in=P oη⁄V in=6000.9⁄400=1.67 A考虑安全裕量，选择600V/10A的开关管，型号FQPF10N60C。
②确定原副边匝比n：为了提高高频变压器的利用率，减小开关管电流，降低输出整流二极管承受的反向电压，从而减小损耗降低成本，高频变压器原副边匝比n要尽可能的取大一些；为了在规定的输入电压范围内能够得到输出所要求的电压，变压器的变比一般按最低输入电压V in(min)来进行计算。
考虑到移相控制方案存在变压器副边占空比丢失的现象，以及为防止共同导通，一般我们取变压器副边最大占空比是0.85，则可计算出副边电压V s：V s=V o+V D+V LfD sec (max)=12+1.5+0.50.85=16.47V其中V o=12V为输出电压，V D为整流二极管压降，取 1.5V，V Lf为输出滤波电感上的直流压降，取0.5V。
匝比n：n=N pN s=38516.47=23.27设计中取匝比n=23。
③确定匝数N p、N s变压器次级绕组匝数可由以下公式得出：N s=U s4f s B m A e=16.474×105×0.13×190×10−6=1.66取N s=2，本设计中，最大磁通密度B m=0.13T，磁芯选择PQ3535，A e= 190mm2。
变压器初级绕组匝数N p为：N p=nN s=23×2=46变压器副边带中心抽头，故匝数关系为：46 : 2 : 2。
④变压器原边绕组导线线径和股数由于导线存在肌肤效应，在选用绕组的导线线径是，一般要求导线线径小于两倍的穿透深度，穿透深度与温度频率有关，在常温下计算公式为∆=√2kωμγ（其中：μ为导线材料的磁导率，γ=1ρ）为材料的电导率，k为材料的电导率温度系数。
上面这个整流电路由整流桥和LC滤波电路组成。
整流桥如下图，其中~表示交流，+-表示直流。
当交流电为正半波时，电流由红色的线所示流向负载，当交流电为负半波时，电流由蓝色的线所示流向负载。
经过整流桥后还是馒头波，需要进一步滤波，一般的滤波加个电容就可以了，视频中滤波后能这么平直只是因为这是在空载的时候，实际加负载后，波形会如下图所示。
LC滤波电路的组成：LC滤波器一般是由滤波电抗器、电容器和电阻器适当组合而成，与谐波源并联，除起滤波作用外，还兼顾无功补偿的需要；LC滤波电路的原理：在电子线路中，电感线圈对交流有限流作用，由电感的感抗公式XL=2πfL 可知，电感L越大，频率f越高，感抗就越大。
因此电感线圈有通低频，阻高频的作用，这就是电感的滤波原理下面是LC滤波电路实例电感在电路最常见的作用就是与电容一起，组成LC滤波电路。
我们已经知道，电容具有“阻直流，通交流”的本领，而电感则有“通直流，阻交流，通低频，阻高频”的功能。
如果把伴有许多干扰信号的直流电通过LC滤波电路（如图），那么，交流干扰信号大部分将被电感阻止吸收变成磁感和热能，剩下的大部分被电容旁路到地，这就可以抑制干扰信号的作用，在输出端就获得比较纯净的直流电流。
实际上在工作时，LC滤波的输出都有一个等效电阻，如下图所示分析：对输入和输出做拉普拉斯变换则输入为VIN(s) ,输出为VOUT(s) ,以下电阻用R表示，电容用C表示，电感用L表示，s为拉式变换的一个符号。
电阻的拉式变换仍为R，电容的拉式变换为，电感的拉式变换为sL，则由电容与电阻并联后与电感串联可知，此即为普通的二阶低通滤波器表达式。
当输入信号的角频率（角频率=频率*2）等于时，信号的输出将会被衰减到输入的0.707倍，大于此频率衰减的更多，称为截止频率。
整流后的馒头波是由直流分量和交流分量组成，直流分量即为电压波形的平均值，交流分量即是波形减去直流分量。
交流分量由100HZ，200HZ，300HZ等频率的波形组成，即100HZ 的整数倍频率（因为整流后波形的频率为100HZ）。
全面解析全桥DC-DC变换器的原理及应用首先，我们先来看一下全桥变换器的工作原理，全桥电路结构如下图所示，
全桥变换器的基本工作原理是直流电压Vin 经过Q1、D1～Q4、D4 组成的全桥开关变换器，在高频变压器初级得到高频交流方波电压，经变压器降压，再全波整流变换成直流方波，最后通过电感L、电容C 组成的滤波器，在R 上得到平直的直流电压。
全桥直流变换器由全桥逆变器、高频变压器和输出整流滤波电路组成，也属于直流-交流-直流变换器。
图1
然后，我们再来了解一下全桥DC-DC 变换器的控制方式，我们都知道，全
桥变换器本质上有三种基本的控制方式，分别是双极性控制、有限双极性控制和移相控制。
下面来简要说明几种控制方式的区别。
我们先来学习一下双极性控制方式，这种控制方式的开关管Q2 和Q3、Q1 和Q4 同时开通和关断，两对开关管以PWM 方式交替开通和关断，其开通时间不超过半个开关周期，即
它们的开通角小于180 度。
当Q1 和Q4 导通时，Q2 和Q3 上的电压为Vin，反之亦然。
当四个开关管全都处在截止状态时，每个开关管所承受的电压为
Vin/2。
由高频变压器的漏感与开关管结电容在开关过程中产生高频振荡所引起的电压尖峰，当其超过输入电压时，钳位二极管Dl～D4 将导通，使开关管两
端的电压被限制在输入电压上。
这种控制方式是过去全桥电路最基本的方式。
各开关管的驱动波形和工作波形如图所示。
图2。
移相全桥参数计算 Prepared on 22 November 20201、介绍在大功率服务器件中，为满足高效和绿色标准，一些供电设计师们发现使用移相全桥转换器更容易。
这是因为移相全桥变换器可以在转换器原边获得零切换。
这个应用程序的目的是设计报告审查的600W移相全桥变换器在电力系统中,利用TI的新UCC28950移相全桥控制器,并基于典型值。
在生产设计需要修改的值最坏情况的条件。
希望这些信息将帮助其他电源设计者的努力设计一个有效的移相全桥变换器。
表1设计规范2、功能示意图3、功率预算为满足效率的目标，一组功率预算需要设定。
4、原边变压器计算T1变压器匝比(a1):估计场效应晶体管电压降(VRDSON):基于最小指定的输入电压时70%的占空比选择变压器。
基于平均输入电压计算典型工作周期(DTYP)输出电感纹波电流设置为输出电流的20%。
需要注意在选择变压器磁化电感的正确数值(LMAG)。
下列方程计算主变压器(T1)的最低磁化电感,确保变频器运行在电流型控制。
如果LMAG太小，磁化电流会导致变换器运行在电压模式控制代替peak-current模式。
这是因为磁化电流太大,它将作为PWM坡道淹没RS上的电流传感信号。
图2显示了T1原边电流(IPRIMARY)和同步整流器QE和QF电流对同步整流栅驱动电流的反应。
注意I(QE)I(QF)也是T1的次级绕组电流。
变量D是转换器占空比。
计算T1次级均方根电流(ISRMS):副边均方根电流(ISRMS1)当能量被传递到副边:副边均方根电流(ISRMS2)，当电流通过变压器，QEQF开通副边均方根电流(ISRMS3)引起的负电流在对方绕组随心所欲的时期,请参阅图2。
副边总均方根电流(ISRMS):计算T1原边均方根电流(IPRMS):T1原边均方根电流(IPRMS1当能量被传递到次边T1原边均方根电流(IPRMS2)当转换器总T1原边均方根电流(IPRMS)此设计一个Vitec变压器被选中，型号75PR8107有一下规范测量漏原边漏感:变压器原边直流电阻:变压器副边直流电阻:估计转换损失(PT1)是铜损的两倍。
设计变压器的基本公式————————————————————————————————作者: ————————————————————————————————日期:ﻩ设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度(单位:T）ﻫﻫＢｍ=(Up×104)/ＫfNpScﻫ式中:Up——变压器一次绕组上所加电压(V)ﻫﻫf——脉冲变压器工作频率(Hz）Np——变压器一次绕组匝数（匝)ﻫﻫＳc——磁心有效截面积(cm2)K——系数,对正弦波为4.44，对矩形波为4.0ﻫﻫ一般情况下,开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Ｂｓ低一些。
ﻫ变压器输出功率可由下式计算(单位：Ｗ)Po=1．１6BmｆjＳcSｏ×１0-5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Ｓｃ——磁心的有效截面积(ｃｍ2)ﻫSo——磁心的窗口面积(ｃm２）ﻫ３对功率变压器的要求ﻫ（1)漏感要小ﻫﻫ图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形,变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
ﻫ图9双极性功率变换器波形ﻫ功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
ﻫ(2）避免瞬态饱和ﻫ一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－Ｈ曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，(3）这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
ﻫﻫ要考虑温度影响ﻫ开关电源的工作频率较高,要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小,随着工作温度的升高,饱和磁通密度的降低应尽量小。
Full-bridge converter变换器电气0810 赵玮08292053题目：设计一Full-bridge converter变换器。
输出电压48V，功率为100W。
其中：输入电压为直流48V~8V。
要求：1.通过计算选参数把输出电压纹波Vp-Vp控制在2%之内。
2.主电路元器件的选用、控制芯片的选用、各种为改善电源质量的电磁兼容措施等，任由各位同学自己决定，但要说明选用的理由。
3. 要有：过压和欠压保护；短路保护；过电流保护措施一、主电路工作原理及器件选择1、全桥变换工作原理全桥变换器的主电路如下图1所示，其主要工作波形如下图2所示。
仅需在全桥电路上增加一个谐振电感L或利用变压器漏感，便可通过L1与功率开关管输出电容Ci(i=1，2，3，4)的谐振，在电感储能释放过程中，使Ci上的电压u逐步下降到零，而使功率开关管体内的寄生二极管VDi(i=l，2，3，4)开通，使电路中4个开关器件实现零电压开通或零电流关断。
通过改变对角线上开关管驱动信号之间的相位差来改变占空比，以达到控制输出电压的目的。
变压器副边所接整流二极管VD5、VD6实现全波整流。
2、Full-bridge converter变换器结构图13、全桥变换器工作波形图24、参数计算和器件选择1）变压器的选择为了在规定的输入电压范围内能够输出所要求的电压，变压器的变比应按最低输入电压U 选择。
为了降低输出整流二极管的反向电压，为了提高高频变压器的利用率，减小开关管的电流，选择副边的最大占空比为0.85，则可计算出副边电压为：(max)sec(min)sec(max)o D LFV V V V D ++=其中：0(max)V 是最高输出电压，即均充电压；d V 是输出整流二极管的通态压降；LF V 是输出滤波电感上的直流压降。
取(max)48(12%)49o V V =⨯+≈，d LF V =0.7V,V 1V =，所以sec(min)490.7163.3750.8V V ++==，所以变压器原副边变比为560.8963.375K =≈，变比即为：K=0.89。
设计变压器的基本公式为了确保变压器在磁化曲线的线性区工作，可用下式计算最大磁通密度（单位：T）Bm=(Up×104)/KfNpSc式中：Up——变压器一次绕组上所加电压（V）f——脉冲变压器工作频率（Hz)Np——变压器一次绕组匝数（匝）Sc——磁心有效截面积（cm2）K——系数，对正弦波为,对矩形波为一般情况下，开关电源变压器的Bm值应选在比饱和磁通密度Bs低一些。
变压器输出功率可由下式计算（单位：W）Po=×10－5式中：j——导线电流密度（A/mm2）Sc——磁心的有效截面积（cm2)So——磁心的窗口面积（cm2）3对功率变压器的要求（1）漏感要小? 图9是双极性电路（半桥、全桥及推挽等）典型的电压、电流波形，变压器漏感储能引起的电压尖峰是功率开关管损坏的原因之一。
图9双极性功率变换器波形? 功率开关管关断时电压尖峰的大小和集电极电路配置、电路关断条件以及漏感大小等因素有关，仅就变压器而言，减小漏感是十分重要的。
（2）避免瞬态饱和? 一般工频电源变压器的工作磁通密度设计在B－H曲线接近拐点处，因而在通电瞬间由于变压器磁心的严重饱和而产生极大的浪涌电流。
它衰减得很快，持续时间一般只有几个周期。
对于脉冲变压器而言如果工作磁通密度选择较大，在通电瞬间就会发生磁饱和。
由于脉冲变压器和功率开关管直接相连并加有较高的电压，脉冲变压器的饱和，即使是很短的几个周期，也会导致功率开关管的损坏，这是不允许的。
所以一般在控制电路中都有软启动电路来解决这个问题。
（3）要考虑温度影响? 开关电源的工作频率较高，要求磁心材料在工作频率下的功率损耗应尽可能小，随着工作温度的升高，饱和磁通密度的降低应尽量小。
在设计和选用磁心材料时，除了关心其饱和磁通密度、损耗等常规参数外，还要特别注意它的温度特性。
一般应按实际的工作温度来选择磁通密度的大小，一般铁氧体磁心的Bm值易受温度影响，按开关电源工作环境温度为40℃考虑，磁心温度可达60～80℃，一般选择Bm=～，即2000～4000GS。
逆变电源系统变压器设计相关参数一、 逆变电源系统输入、输出以及相关变压器参数（1） 蓄电池直流输入电压要求蓄电池的正常电压输入为：V U nDC i 24=蓄电池的最低电压输入为：V U inDC 21min =蓄电池的最高电压输入为：V U inDC 27max =（2） 逆变电源系统变压器副边绕组输出电压要求逆变电源系统变压器副边绕组输出电压：V U oDC 380=（3） 逆变电源系统变压器其他参数全桥逆变电路开关管工作频率：kHz f k 50=变压器输出功率：VA P o 500=效率：%90=e二、 逆变电源系统变压器设计方法输出直流电压： V U N N U oAC ps inDC 3112=⋅≥，p N 为DC/DC 全桥升压变压器原边绕组匝数，s N 为DC/DC 全桥升压变压器副边绕组匝数， AC o U 为正弦输出电压有效值220V 。
设定V N N U p sDC in 380=，考虑全桥电路每个桥臂上的开关管导通压降为1V ，输出的肖特基整流管的导通压降为，则有公式T T N N U U on p s inDC oDC 2]5.0)2[(-⋅-=。
当 inDC U 最小，on T 最大时，变压器副边绕组的输出电压oDC U 必须保持恒定。
设定本逆变电源系统功率的传递效率为9.0=e ，所以9.02=T T on ，从而计算出22≈ps N N 。
根据公式Kf B e C P A A k o b e ⋅⋅⋅⋅⨯=max 8410，kHz f k 50=，9.0=e ，3.0=K ， Amp cm C /1007.523-⨯=，因为全桥电路的功率管开关频率kHz f k 50=，所以Gs B 1600max =，占空比45.0max =D ，可以计算得到：4934.2cm AeAb =。
磁芯型号初步定为625E ，其中2340.2cm A e =，2370.1cm A b =，4206.3cm A A b e =。
双向全桥dc-dc变换器建模与调制方法的研究-概述说明以及解释1.引言1.1 概述双向全桥DC-DC变换器是一种较为常见的电力电子转换器，广泛应用于电力系统、电动汽车、可再生能源等领域。
它具有高效能、高可靠性和灵活性等特点，可以实现双向能量传输和电压变换。
因此，对双向全桥DC-DC变换器的建模与调制方法进行研究具有重要意义。
概括地说，双向全桥DC-DC变换器由两个单相桥连接而成，其输入和输出可以分别是直流电压或交流电压。
通过控制开关器件的开关状态和占空比，可以实现能量的双向流动和电压的升降。
其基本结构包括四个功率开关器件、两个变压器和一组电容滤波器。
通过适当设计变压器和电容参数，可以实现不同电压转换比的变换功能。
为了更好地理解双向全桥DC-DC变换器的工作原理和性能特点，需要进行准确的建模和分析。
建模方法是研究的关键一步，可以基于功率平衡原理和电磁场方程建立数学模型，描述其动态特性和稳态行为。
同时，调制方法则是控制变换器工作状态的关键技术，可以利用不同的调制策略来实现对输出电压的精确控制。
本文旨在对双向全桥DC-DC变换器的建模与调制方法进行深入研究。
首先，我们将介绍双向全桥DC-DC变换器的基本原理和结构，包括其工作原理、拓扑结构和特点。
接着，我们将详细探讨双向全桥DC-DC变换器的建模方法，包括基于电压平衡方程和状态空间方程的建模方式。
同时，还将介绍常用的建模工具和仿真方法，以及模型参数的确定方法。
在建立准确的数学模型基础上，我们将重点研究双向全桥DC-DC变换器的调制方法。
我们将介绍常见的调制策略，如PWM调制、多谐波调制和频率调制等，并比较它们的优缺点。
同时，还将探讨调制参数的选择和调制器件的设计原则，以及调制方法与输出性能指标之间的关系。
在研究的结论部分，我们将总结本文的研究结果，归纳出双向全桥DC-DC变换器建模与调制方法的主要贡献和应用价值。
同时，我们也将讨论研究的局限性和未来的研究方向，以期进一步完善和拓展相关领域的研究。
移相全桥ZVS变换器的优化及参数设计史永胜;刘言新;王喜锋;周鹏【摘要】Accroding to the difficult problem that parameters selection of actual circuit for the phase shifted full bridge ZVS converter,the working principle of the converter and detailed design of the resonant inductor,condens⁃er,high frequency transformer,filter inductance and capacitance of key components parameters in main circuit are briefly introduced. A 48 V/1 KW,50 kHz prototype is developed.The tests show that the converter reaches zero volt⁃age switch at 30%load,the ripple is less than 2%,the efficiency up to 74%at 30%load,the efficiency up to 85%at 60%or more load,which proves the rationality of the design parameters.%针对移相全桥ZVS变换器实际电路参数选取困难问题，简要介绍了其工作原理并以工程计算方法详细设计了谐振电感、隔直电容、高频变压器、滤波电感电容等主电路关键元件参数。
以此参数研制了一台48 V/1 kW，50 kHz的样机，经测试表明该变换器能在30%及以上负载范围内实现零电压开关，纹波小于2%，30%负载时效率达到74%，60%及以上负载时效率达到85%以上，证明了参数设计的合理性。
