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FLYBACK设计FLYBACK(又称为回放式电源转换器或反馈电源回路)是一种常见的开关电源拓扑结构，它是一种离散电源转换器，为DC-DC电路提供稳定的输出电压。
FLYBACK设计需要考虑的因素包括输入电压范围、输出电压和电流要求、功率损耗、稳定性和效率等。
FLYBACK基本原理是通过变压器进行能量传递。
变压器由输入端的电感、输出端的电感和绕组匝数的比值组成。
当开关管导通时，电感储存能量；当开关管关断时，能量通过二极管传递给输出端。
通过调整开关管的导通时间，可以实现输出电压的调节。
FLYBACK设计的第一步是确定输入电压范围和输出电压要求。
输入电压范围通常由您的应用需求决定，而输出电压需要根据所驱动的负载电路来选择。
例如，如果需要驱动一组LED灯，输出电压应与LED的电压匹配。
您可能还需要考虑到电压的调整范围和调整精度。
第二步是选择适当的电力元件，如变压器、开关管和二极管等。
变压器的匝比决定了输入电压和输出电压的比例，因此需要根据输出电压来选择合适的变压器。
开关管的选择也很重要，您需要选择具有适当承载电流和开关频率的开关管。
二极管应具有足够的反向耐压和快速恢复时间。
第三步是设计控制电路。
控制电路的作用是实时监测输出电压并调整开关管的导通时间。
一种常见的控制电路是基于反馈的控制方法。
它通常由比较器、误差放大器和PWM控制器组成。
误差放大器通过比较设定值和实际输出电压来产生误差信号，然后传递给比较器。
比较器会将误差信号与参考信号进行比较，并产生PWM信号，控制开关管的导通时间。
最后一步是进行性能和稳定性分析。
您需要进行电路稳定性、转换效率和功率损失等方面的计算和测试。
这些分析可以帮助您优化设计，提高转换效率并降低功率损耗。
总之，FLYBACK设计需要考虑输入输出电压、功率因数校正、电流调节、短路保护、过电压保护等各项设计指标。
通过选择适当的电力元件，设计合适的控制电路并进行性能和稳定性分析，可以实现高效且稳定的DC-DC电路。
fly back电路原理Flyback电路原理解析1. 引言在电子领域中，Flyback电路是一种常见的开关电源电路。
它通过电感和开关管来实现能量存储和转换，被广泛应用于各种电子设备中。
本文将从浅入深，逐步解释Flyback电路的相关原理。
2. Flyback电路概述Flyback电路是一种基于能量存储原理的开关电源电路。
它由输入电源、开关管、变压器和输出负载组成。
其基本原理是：通过开关管周期性地将输入电流进行开关，使得能量储存在变压器的磁场中，然后通过缓冲电容和输出负载实现电能的转换。
3. Flyback电路的工作原理Flyback电路的工作原理可以归纳为以下几个关键步骤：断开开关管当开关管断开时，输入电源与变压器之间没有电流流动。
此时，由于变压器的磁场储能，其两端的电流不会突变，而是逐渐减小。
开关管闭合当开关管闭合时，输入电源与变压器之间建立起电流。
此时，变压器的磁场能量开始转化为电流能量，使得变压器两端的电流迅速增加。
磁场崩溃在开关管闭合的过程中，当输入电流持续流入时，变压器的磁场能量逐渐积累。
然而，当开关管断开时，输入电流突然中断，使得磁场能量无法继续储存。
这时，磁场能量会以感应电动势的形式引发在变压器绕组中产生电压。
能量转移由于断开开关管后的崩溃磁场引发的感应电动势，变压器绕组上的电压会增大，甚至达到输出负载所需的电压。
随后，该电压通过输出电路传递给负载。
同时，输出电路中的缓冲电容会储存一部分能量，以保持输出电压的稳定性。
4. Flyback电路的特点Flyback电路具有以下几个突出的特点： - 隔离性：由于变压器的存在，输入电源与输出负载之间可以实现电气隔离。
- 多输出：通过合理设计变压器绕组，Flyback电路可以实现多路输出。
- 反馈控制：通过添加反馈控制回路，可以实现对输出电压、电流等参数的精确控制。
- 高效性：Flyback电路具备较高的能量转换效率，能够满足不同应用场景的要求。
反激式开关电源(flyback)是一种常见的电源结构，广泛应用于电子设备中。
它具有结构简单、成本低廉、效率高等优点，在消费电子、工业控制和通信设备等领域被广泛应用。
本文旨在介绍反激式开关电源环路设计的基础知识，包括工作原理、设计步骤和注意事项。
一、反激式开关电源的工作原理1.1 反激式开关电源的基本结构反激式开关电源由输入滤波器、整流桥、高频变压器、功率开关器件、输出整流滤波器、控制电路等组成。
其中，高频变压器是反激式开关电源的关键部件，通过变压器实现输入电压的隔离和变换，功率开关器件则控制变压器的工作状态，实现电源的调节和稳定输出。
1.2 反激式开关电源的工作原理反激式开关电源通过功率开关器件周期性地将输入电压斩波，将输入电能存储在变压器的磁场中，然后再将其转换为输出电压。
在工作周期的后半段，存储的能量释放到输出负载上，从而实现对输出电压的调节。
通过控制功率开关器件的导通时间和断态时间，可以实现对输出电压的调节和稳定。
二、反激式开关电源环路设计的基础知识2.1 反激式开关电源的设计步骤（1）确定电源的输入输出参数：包括输入电压范围、输出电压、输出电流、负载调整范围等；（2）选择功率开关器件和高频变压器：根据电源的输入输出参数和工作频率选择合适的功率开关器件和高频变压器；（3）设计反激式开关电源的控制电路：根据所选的功率开关器件和高频变压器设计相应的控制电路，包括PWM控制电路、电源启动电路等；（4）设计输入输出滤波器和保护电路：设计输入输出滤波器，保证电源的输入输出稳定和干净，设计过压、过流、过温等保护电路，保证电源的安全稳定工作。
2.2 反激式开关电源环路设计的注意事项（1）磁性元件的设计：高频变压器和输出感应元件的设计是整个反激式开关电源设计的关键，应合理设计磁芯、线圈匝数等参数，保证磁性元件承载功率、效率和体积的平衡；（2）功率开关器件的选择和驱动：应选择合适的功率开关器件，并设计合理的驱动电路，保证功率开关器件的可靠工作和转换效率；（3）控制电路的设计：应根据功率开关器件的工作特性和工作频率设计合适的PWM控制电路和反馈控制电路，保证电源的稳定可调；（4）输入输出滤波器和保护电路的设计：应合理设计输入输出滤波器和保护电路，保证电源的输入输出稳定和安全可靠。
连续硬开关反激变压器设计电路基本参数Po64watt输出功率Pi max75.29WattVo18V输出电压Io 3.56AVf0.5V输出整流二极管压降Pp looses0.50WattUimin(ac)90V最低输入电压Vp looses0.76VUimax(ac)264V最高输入电压Pi trans74.79WattN*(Vo +Vf)120V次级反射电压Uimin(avg)114.78VV leakage70V漏感尖峰Uimax(dc)373.35Vefficiency(min)0.85预期整机平均效率Dcmax0.51计算占空(最低输入平均电压时) KRP（min）0.4连续时小于1Np/Ns 6.49rateBmax (mT)250变压器计算最大变化磁感应强度f sw (Khz)70开关频率Tsw14.29usNp33cycle初级匝数Ns5cycle次级匝数d0.50mm集肤深度Ae of Np0.15mm^2初级截面number of Np1Ae of Ns0.39mm^2次级截面number of Ns6 diameter of Np0.44mm初级线径diameter of Np0.45mm diameter of Ns0.70mm次级线径diameter of Ns0.35mm choose diameter of Np1*0.45mm选择初级线径Ae(Np)0.16mm^2 choose diameter of N6*0.35mm选择次级线径Ae(Ns)0.58mm^2开关管及散热片设计max loose 2.09Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a18.04℃/Wh9.3heat sink As4648.36mm^2散热片表面积squre48.21mm正方形散热片边长输出整流二极管及散热片设计max loose 2.46Watt最大损耗deta tempreture45℃最高温升Rh-a14.77h9.3heat sink As5971.12mm^2散热片表面积squre54.64mm正方形散热片边长变压器损耗铁损core type2PC30=1 , PC40=2Pfe (KW/m^3)400.00材质损耗系数K81.85损耗系数Pcore (Watt)0.84磁芯损耗铜损最低输入电压最高输入电压Rcu22mohm *m/mm^2Rcu22mohm *m/mm^2 Rp cu0.06ohm初级绕线电阻Rp cu0.06ohmRs cu0.00236ohm次级绕线电阻Rs cu0.00236ohmPp cu looses0.05Watt初级铜损Pp cu looses0.010WattPs cu looses0.08Watt次极铜损Ps cu looses0.057WattPcu loose0.13Watt总铜损Pcu loose0.0673Watt漏感损耗最低输入电压最高输入电压Lp leakage26.12uH漏感量Lp leakage26.12uH Pleakage looses 2.34Wtt漏感损耗P leakage looses 1.59WttP Rclamp 2.34Watt吸收电阻功耗P Rclamp 1.59WattPR4Watt吸收电阻选择P R4Watt整机效率最低输入电压最高输入电压Pin diode looses0.83Watt输入二极管损耗P in diode looses0.28Watt Primary Other loose1Watt初级其它损耗Primary Other loos1Watt Secondly Other loose0.5Watt次级其它损耗Secondly Other loos0.5Watt Primary Total loose 6.30Watt初级总损耗Primary Total loos4.382Watt Secondly Tatal loose 3.88Watt次级总损耗Secondly Tatal loos3.657WattAll looses10.19Watt整机总损耗All looses8.04WattAll efficiency86.27%整机效率All efficiency88.84%备注:该表适合连续模式反激变换器,功率在30W以上,其中对功耗的计算只是近似的估算,不能做准确值,但可以各参数变化对整机效率影响,以用于对电源各参数的优化连续硬开关反激Created by Haibin Xiao 2007/10/11Update:2007/10/12QQ:76141475 Email:xhb0128@1输入参数黄色与蓝色为输入参数，可更改，淡绿色与红色为计算结果计算结果参数验证器件选择最低输入电压检验Cin/Pin 2.3uF/W选择的输入电容与输入瓦数比Ccin172.03uF计算的输入电容Cin47uF选择的输入电容Vipp25V最低输入电压纹波(据输入电容与瓦数比查表）Vimin102.28V最低输入直流电压Viavg0.73A最大输入平均电流Dmax0.54最大占空比<IC可实现最大占空比算占空比(最低输入平均电压时)deta Iip0.60A初级脉动电流初次级匝比Iip 1.66A初级峰值电流Bmax647.48mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度开关周期关机瞬间变压器饱和检验Vuvp75V最低工作电压Viavg0.9973A输入平均电流D0.62占空比<IC可实现最大占空比deta Iip0.50A初级脉动电流Iip 1.87A初级峰值电流Bmax732.06mT最大磁感应强度<所用磁芯材料饱和强度初级并绕匝数次级并绕匝数<集肤深度<集肤深度最终初级截面>初级截面最终次级截面>次级截面关断损耗开关总损耗mohm *m/mm^2初级绕线电阻次级绕线电阻初级铜损次极铜损总铜损漏感量漏感损耗吸收电阻功耗吸收电阻选择输入二极管损耗初级其它损耗次级其它损耗初级总损耗次级总损耗整机总损耗整机效率似的估算,不能做准确值,但可以示出28@改，淡绿色与红色为计算结果，不可改动查表）。
flyback原副边电流关系-回复Flyback变压器是一种常见的开关电源变压器，广泛应用于各种电子设备中。
它的工作原理与普通变压器有所不同，其中一个重要的关系就是其原边和副边电流之间的关系。
本文将一步一步回答关于flyback原副边电流关系的问题。
Flyback变压器的结构和原理首先，让我们了解一下Flyback变压器的结构和工作原理。
Flyback变压器主要由一个磁性芯、一个原边线圈和一个副边线圈组成。
原边线圈由交流电源驱动，副边线圈则通过开关管控制以产生输出电压。
当开关管导通时，原边线圈会储存能量，而当开关管关闭时，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
Flyback变压器的开关周期Flyback变压器的工作周期分为两个阶段：导通阶段和断开阶段。
在导通阶段，开关管导通，原边线圈储存能量；而在断开阶段，开关管关闭，储存的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
这两个阶段的时间比例称为开关周期。
开关周期的长度由开关管的导通时间和断开时间决定。
Flyback原边电流当开关管导通时，原边线圈会接收电源的电流，并将其转化为磁能。
根据电流连续性原理，原边电流的平均值与副边电流的平均值应相等，即：I_primary_avg = I_secondary_avg其中，I_primary_avg代表原边电流的平均值，I_secondary_avg代表副边电流的平均值。
Flyback副边电流当开关管关闭时，存储在原边线圈中的能量通过磁耦合传输到副边线圈。
副边电流的变化与原边电流的变化成反比，即原边电流下降，副边电流增加。
这是由于变压器的能量守恒原理所决定的。
根据变压器的能量守恒原理：V_primary_avg ∙ I_primary_avg ∙ t = V_secondary_avg ∙I_secondary_avg ∙ t其中，V_primary_avg代表原边电压的平均值，V_secondary_avg代表副边电压的平均值，t代表开关周期的长度。
反激变换器（Flyback）的设计和计算步骤反激变换器(Flyback)的设计和计算步骤齐纳管吸收漏感能量的反激变换器：0. 设计前需要确定的参数A 开关管Q的耐压值：VmqB 输⼊电压围：Vinmin ～ VinmaxC 输出电压VoD 电源额定输出功率：Po（或负载电流Io）E 电源效率：XF 电流/磁通密度纹波率：r（取0.5，见注释C）G ⼯作频率：fH 最⼤输出电压纹波：Vopp1. 齐纳管DZ的稳压值VzVz <= Vmq × 95% - Vinmax，开关管Q承受的电压是Vin + Vz，在Vinmax处还应为Vmq 保留5%裕量，因此有Vinmax + Vz < Vmq × 95% 。
2. ⼀次侧等效输出电压VorVor = Vz / 1.4（见注释A）3. 匝⽐n（Np/Ns）n = Vor / (Vo + Vd)，其中Vd是输出⼆极管D的正向压降，⼀般取0.5～1V 。
4. 最⼤占空⽐的理论值DmaxDmax = Vor / (Vor + Vinmin)，此值是转换器效率为100%时的理论值，⽤于粗略估计占空⽐是否合适，后⾯⽤更精确的算法计算。
⼀般控制器的占空⽐限制Dlim的典型值为70%。
----------------------------------------------------------------------------- 上⾯是先试着确定Vz，也可以先试着确定n，原则是 n = Vin / Vo，Vin 可以取希望的⼯作输⼊电压，然后计算出Vor，Vz，Dmax等，总之这是计算的“起步”过程，根据后⾯计算考虑实际情况对n进⾏调整，反复计算，可以得到⽐较合理的选择。
-----------------------------------------------------------------------------5. 负载电流IoIo = Po / Vo，如果有多个⼆次绕组，可以⽤单⼀输出等效。
输入电压Vin（V）输出电压Vo（V）输出电流（Io）二极管压降V f （V）开关频率fs（Hz）451210.4350000副边极限电流ΔIsmax（A）副边电感量Ls=Lp/n 2(uH)匝数比n=Np/Ns磁截面积Ae（mm 2）磁通密度ΔB（T）2.39309523825.00945181.09523809511.40.25占空比DVo+Vf（V）23.18%12.4ΔI SB （A）D off =1-DLs=Lp/n 2（uH）1.08819206476.82%25.0094518副边峰值电流ΔIsp（A）工作状态1.846CCM模式副边实际峰值电流计算由公式Io=ΔIo*ΔTs/2,可得ΔTs=2Io/ΔIo；将ΔI SB 公式代入ΔIo，ΔTs代替D off ，得到ΔTs=[1、当D off >ΔTs时，在t off 时间内，电感可以完成放电,电路工作在DCM状态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*2、当D off =ΔTs时，在t off 时间内，电感刚好完成放电，因此，电路工作在DCM/CCM模式临界点，3、当D off <Δts时，在toff 时间内，若放电电流从0开始变化，无法提供足够的能量，因此存在直流 此时ΔI SP =ΔI SB +ΔIs，∵ 根据梯形体积公式Io=[ΔIs+（ΔI SB +ΔIs）]*D off /2,得到ΔIs=Io/D off -ΔI SB /2 ∴ ΔI SP=ΔI SB +ΔIs=Io/D off +ΔI SB /2已知量原边、副边极限电流计算（磁饱和电流由公式Ns=Ls*ΔIsmax/(ΔB*Ae)，可得ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）占空比计算由公式n=Vin/(Vo+Vf)*D/(1-D)，可得D=n(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)临界状态电感输出峰值电流计算由公式Ls=(Vo+Vf)*D off /(ΔI SB *fs)，可得ΔI SB =(Vo+Vf)*D off /(Ls*fs)原边匝数Np副边匝数Ns原边电感量Lp（uH）232130副边峰值原边峰值原边极限电流ΔIpmax（A）1.8461.6852.185开关关闭时间占比D off =1-D 电流变化时间占比ΔTs76.82%118.82%I OB （A）Ts代替D off ，得到ΔTs=[2Io*Ls*fs/（Vo+Vf）]0.5态，此时ΔI SP =(Vo+Vf)*ΔTs/(Ls*fs)；在DCM/CCM模式临界点，此时ΔI SP =ΔI SB ；足够的能量，因此存在直流分量，电路工作在CCM模式下，o/D off -ΔI SB /20.41795704和电流）ΔIsmax=（ΔB*Ae*Ns）/Lsn(Vo+Vf)/((n*(Vo+Vf)+Vin)临界状态输出电流计算I OB =ΔI SB *D off /2。
85W DCMB Flyback Loss Analysis ProgramNote: This programme is wrote for magnetic design and power loss calculation of DCMB Flyback with Schottky Diode RectificationBrain Yang 2009.12.29Meg 106:=k 103:=u 106−:=n 109−:=p 1012−:=Permeability of air(H/m):1. Electrical Specifications:V in_nom 450:=Normal DC Input Voltage(V)[0<x<500V]:--- Output Definition ---V o_nom 43:=Normal Output Voltage(V)[0<x ]:ΔV o 500m:=Output Voltage Ripple(V)[0<x=<Vo_nom*10% ]:I o_nom 2:=Normal Output Current(A)[0<x ]:--- Design Specification ---Estimated Rectifier Voltage Drop [0<x=<2 ]:V est.Rec 0.4:=Ambient Temperature (deg.)[0=<x=<100 ]:T a 25:=Transformer's Efficiency[80%=<x=<100%]:ηTrans 0.95:=Total Efficiency:η0.92:=Maximum Output Power(W):P o V o_nom I o_nom⋅:=P o 86=2. Operating Condition Design:2.1 Turn Ratio Selection and Voltage Stress Set:* Before select the turn ratio, we assumed that 800V MOSFET is used in primary and 200V Schottky Diode is used in secondary.* The assumation of voltage stress can be estimated according to input and output voltage. n set 4:=Turn Ratio Set:Primary Max Bus Voltge:V in_max 460:=Supposed Primary Spark in Highest DC Input:V pri_spark 60:=Secondary Max Bus Voltge:V out_max 44:=Supposed Secondary Spark in Highest DC Input:V sec_spark 10:=Primary MOSFET Voltage Stress:V ds_max_Q1V in_max n set V out_max V est.Rec +()⋅+V pri_spark+:=V ds_max_Q1697.6=Secondary Rectifier Voltage Stress:V diode 168.4=* if V ds_max_Q1 and V diode within the SPEC of the components selected, OK if not, reset the n set2.2 Transformer Core Design:2.2.1 Select Core: PQ3220Window Area(m^2) :A w 48106−⋅:=Effective Cross Section Area (m^2):A e 169106−⋅:=Cross Section Area Of Center Leg(m^2) :A c 143106−⋅:=Magnetic Path Length (m):l e 55.9103−⋅:=Effective Volume(m^3) :V e 9440109−⋅:=Height Of Window(m) :W h 8.9103−⋅:=Width Of Window(m) :W w 5.4103−⋅:=Mean Length Turn(m) :MLT 66.9103−⋅:=2.2.2 Select Core Materials: NC-2HM5/ NICERAμi 2300:=C t0 4.2061:=C t10.065:=C t20.00032938483:=B s 0.41:=xx 1.37276:=yy 2.51937:=C m 2.65901:= 2.3 Duty Cycle Calculation:D 0.278= 2.4 Assuming Switch Frequency:fsa 65k⋅:=2.5 Primary Lp Calculation:Ipk_p 1.445=Lp 1.334103−×=2.6 Revise Switching Frequency(Hz):1. Ton:Ton 4.283106−×=2. Vds rise time TLeak:Cp 200.001012−⋅:=TLeak 9.46108−×=3. Toff:Toff 1.11105−×=4. Vds fall time Tw:Tw 1.622106−×=f s 5.847104×= 2.7 Bmax Selection:Bmax 0.24:=ΔB Bmax:=ΔB 0.24=2.8 Transformer Design:2.8.1 Transformer Primary Turns[1=<x]:N_pri Trans 47.517=Np select:Np 48:=2.8.2 Transformer Secondary Turns[1=<x]:Ns select:Ns 12:=2.8.3 Select Winding:Allowed Temperature Rise (deg.)[0<x]:Tr Trans 80:=Resistivity Of Copper (oohm.m):ρcu T a Tr Trans , () 1.557108−⋅10.0043T a Tr Trans +()+⎡⎣⎤⎦:=ρcu 2.26108−×=Select WindingTransformer Secondary Wire Diameter:Dcu_sec Wire 0.5103−⋅:=Transformer Secondary Wire Strands:Nst_sec Litz 4:=Transformer Primary Wire Diameter:Dcu_pri Wire 0.1103−⋅:=Transformer Primary Wire Strands:Nst_pri Litz 10:=2.9 Current Calculation:================ Primary Current@Vin======================================Transformer Primary Average Current(A):Iave_p 0.201= Transformer Primary Peak Current(A):Ipk_p 1.445= Transformer Primary Current Ripple(A):ΔIp Ipk_p:=ΔIp 1.445= Transformer Primary RMS Current(A):Irms_p 0.44= Transformer Primary DC Current(A):Idc_rms_p Iave_p:=Idc_rms_p 0.201= Transformer Primary AC Current(A): Waveform of Primary Current:================ Secondary current@Vin======================================D20.649= Transformer Secondary Average current when DIODE is on(A):Iave_duty_s 3.081= Transformer Secondary Peak current(A):Ipk_s 6.162= Transformer Secondary current ripple(A):ΔIs Ipk_s:=ΔIs 6.162= Transformer Secondary RMS current(A):Irms_s 2.866= Transformer Secondary DC current(A):Idc_s I o_nom:=Idc_s 2= Transformer Secondary AC current(A):Iac_s 2.053=Waveform of Secondary Current:3. Transformer Loss Calculation:3.1 Core Loss Calculation:3.2 Winding Loss Calculation:Rdc_pri Trans 0.915=Rdc_sec Trans 0.023=Kac 3:=Transformer Primary Winding Loss(W):Ploss_pri Kac Irms_p 2⋅Rdc_pri Trans⋅:=Ploss_pri 0.532=Transformer Secondary Winding Loss(W):Ploss_sec Kac Irms_s 2⋅Rdc_sec Trans⋅:=Ploss_sec 0.569=Transformer Winding Loss(W):Ploss_wire Ploss_pri Ploss_sec+:=Ploss_wire 1.101=Transformer total loss(W):Ploss_trans Ploss_wire Ploss_core+:=Ploss_trans 1.527=4. Primary MOSFET Loss:=============Mosfet Data From Datasheet(SPP11N80C3)=============Drain_Source On_State Resistance(ohm):Rds_on Mos0.45:= Gate Threshold Voltage(V):Vgs_th Mos3:= Transconductance(S):gfs Mos7.5:= Input Capacitance(F):Ciss Mos1600p:= Output Capacitance(F):Coss Mos800p:= Reverse Transfer Capacitance(F):Crss Mos40p:= Effective Output Capacitance(F) Energy Related:Coss_er Mos44.3p:= Effective Output Capacitance(F) time Related:Coss_tr Mos33.9p:= Gate To Source Charge(C):Qgs Mos6n:= Gate To Drain Charge(C):Qgd Mos25n:= Gate Charge Total(C):Qg Mos50n:= Mosfet Current @2*Vgsth(A):Id_2Vgsth Mos16:= Rds_On VS Temperatur Coefficient1:BR10.011:= Rds_On VS Temperatur Coefficient2:BR20.562:=============Mosfet Driver==================Driver voltage @turn on (V)[ 5V=<x<20V]:Vdr_on Mos15:= Driver voltage @turn off (V)[ -20v=<x<=0v]:Vdr_off Mos0:= Driver resistance @turn on (ohm)[ 0<x<100]:Rdr_on Mos10:= Driver resistance @turn off (ohm)[ 0<x<100]:Rdr_off Mos 2.2:= Primary MOSFET temperature arise : Tr Mos80:=Primary MOSFET Rds_on coefficient : Nor_Rds Temp:=+()BR1Temp⋅BR2 4.1 Mosfet Output Capacitance Discharge Loss when Mosfet Turn On :Voltage Across The Switch When Turning Off:V in_on 278.149=C ext 10p:=Ploss Mos_cap 0.565=4.2 MOSFET Conductance Loss:Ploss_con Mos Irms_p 2Rds_on Mos Nor_Rds T a Tr Mos +()⋅()⋅:=Ploss_con Mos 0.15=4.3 MOSFET Turn Off Loss:MOSFET Switching off Procedure:tf_Q180109−⋅:=V ds_Q1_pk V in_off V pri_spark+:=V ds_Q1_pk 681.851=Ploss_off Mos 0.384=4.4 MOSFET Driving Loss:Ploss_dr Mos Qg Mos Vdr_on Mos ⋅f s⋅:=Ploss_dr Mos 0.044=4.5 MOSFET Loss Summary:Ploss Mos Ploss Mos_cap Ploss_con Mos +Ploss_off Mos +Ploss_dr Mos+:=Ploss Mos 1.143=5. Secondary Rectifier Diode Loss:Diode: V20200CT junc 60:=VF 0.5:=The Secondary Rectifier Diode loss(W):Ploss Diode I o_nom VF⋅:=Ploss Diode 1=6. Primary Sense Resistor Loss:Rs_pri 0.25:=Prs_pri Irms_p 2Rs_pri⋅:=Prs_pri 0.048=7. Secondary Sense Resistor Loss:Rs_out 0.03:=Prs_out I o_nom 2Rs_out⋅:=Prs_out 0.12=8. RCD Clamp Loss:The Capacitance of the Snubber(F)[0<x]:C calmp 4.7109−⋅:=The Resistance Inductance(ohm)[0<x]:R clamp 200k⋅:=Vclamp_cap_rms n set V o_nom⋅:=The Loss On Rsnubber(w):Ploss_clamp 0.148=9. Output Capacitor Loss:Nichicon: 220uF/63V Φ10*20 PW 105℃Esr C_co 0.147:=C co 680u:=Npar C_co 2:=Power Loss On Capacitance :Ploss_c_output Iac_s 2Esr C_co⋅:=Ploss_c_output 0.31=10. Control Loss:1. The Primary Auxiliary Power Loss:Vcc127:=Icc115103−⋅:=Pvcc1Vcc1Icc1⋅:=Pvcc10.405=2. The Secondary Auxiliary Power Loss:Vcc227:=Icc24103−⋅:=Pvcc2Vcc2Icc2⋅:=Pvcc20.108=11. Summary :=Ploss_trans 1.527=Ploss Mos 1.143Ploss Diode1==Prs_pri0.048Prs_out0.12==Ploss_clamp0.148=Ploss_c_output0.31=Pvcc10.405=Pvcc20.108+Pvcc1+Pvcc2 :=++Ploss_c_output+Ploss_clamp+Ploss DiodePtotal_loss Ploss_trans Ploss Mos+Prs_out+Prs_pri=Ptotal_loss 4.809ηtotal0.947=。
