第5章 微波传输基本理论

传播常数
描述信号在传输线上传播时的 幅度和相位变化的参数。
衰减
指信号在传输过程中幅度的减 小，与传输线的长度和材料有 关。
延迟
指信号在传输过程中时间的延 迟，与传输线的长度和传播速
度有关。
03
微波传输线的性能分析
传输线损耗
导体损耗
辐射损耗
由于导体中的电子与电磁场相互作用， 导致能量转化为热能，从而产生损耗。
传输线不连续性
不连续性定义
01
不连续性是指微波传输线中因结构、尺寸、材料等因素引起的
电磁场分布不连续的现象。
不连续性类型
02
不连续性可分为短路、开路、不均匀、不匹配等类型。
不连续性的影响
03
不连续性会导致信号反射、散射和模式转换等，影响微波系统
的性能。
04
微波传输线的实际应用
卫星通信系统
卫星通信系统是利用微波传输线实现地球上不同位置之间通信的重要应用之一。
微波技术的应用领域
01
02
03
通信领域
利用微波的穿透性和反射 性，实现无线通信和卫星 通信，如移动通信、电视 广播等。
雷达领域
利用微波的反射性和高频 率特性，实现高精度、高 分辨率的雷达探测和定位。
加热领域
利用微波对水分子产生共 振的特性，实现快速、均 匀的加热，常用于食品加 工和工业加热。
02
未来发展方向与展望
未来微波传输线将朝着高频化、高速化、 小型化、集成化的方向发展，以满足不
断增长的信息传输需求。
随着新材料、新工艺的不断涌现，微波 传输线的性能将得到进一步提升，如采 用新型介质材料、电磁超材料等，实现
更低损耗、更高传输效率的目标。

S12
b1 a2
a10
• S12是1端口接匹配负载时，从2端口到1端口 的传输系数。
四、散射参数的性质：
1、互易网络： • 定义：
所含的媒质均为各向同性媒质（εr、μr都是标量）的网络。
• 性质：（证明略）
S12 S21 即 S ST
• 理解：由于网络媒质为各向同性媒质，因此波的传播过
程可逆，两端口间的传输系数相同。
2
1
U
k
2 ZC
1 2
uk
2
1 2
bk
2
三、散射参数及其意义：
a1 b1 S11a1 S12a2 b1
b2 S21a1 S22a2
a2
1 网络 1
b2
b1 b2
S11
S21
S12 a1
S22
a2
b S a
散射矩阵
1、公式的物理意义：
1端口的出射波由两部分组成：一部分是1端口的入射波在 1端口的反射波，另一部分是2端口的入射波流经网络之后、 透射到1端口的透射波。
Zc1 网络
I2
Zc2
U2 ②
T1
T2
该网络的外特性由U1、U2、I1、I2的相互关系 来体现。
四、归一化参量：
• 第 k 个端口的归一化参量：
归一化电压： uk
Uk Zck
归一化电流： ik I k Zck
归一化特性阻抗：Zck
Zck Zck
1
归一化阻抗： Z Z （Z 是传输线上出现的其他阻抗） Zck
T2 参考面确定之后，不再移动。
传输线上参考面所在的位置
② 称为该元件的端口，给以编号1、
2、3、4、…、k、…、n。

) 。
因此， /4 同轴线谐振腔的谐振波长为 4l 0 2p 1
/4 同轴线谐振腔的品质因数为 0 1 Q0 4 l 1 (D d)
D ln( D d )
/4 同轴线谐振腔与 /2
同轴线谐振腔的差别仅在于它 图 5.2-2 /4 同轴线谐振腔 少一个端面的导体损耗。
Q0
上式中，
2 V H dv
2

S H t ds
2
0 c 性材料，c 0，|H | 为腔中磁场，|Ht| 为腔壁导体
为腔壁导体的趋肤深度。 对于非磁
表面的切向磁场。 上式适用于各种型式的谐振腔，只要能 够求出腔中的磁场分布就能够用它来计算 Q0 值。
图 5.2-1
谐振腔的并联等效电路
第5章
§5.2
微波谐振腔
同轴谐振腔和微带谐振腔
一、同轴线谐振腔
二、微带谐振器
同轴线和微带线分别工作于 TEM 模和准 TEM 模，因 此由它们所构成的谐振腔具有工作频带宽、振荡模式简单 和场结构稳定等优点。
一、同轴线谐振腔(Coaxial Cavity)
同轴线谐振腔共有三种形式：/2 同轴腔，/4 同轴腔 和电容加载同轴腔。
时间上有 /2 的相位差，即在电场为最大时磁场为零，而在 电场为零时，磁场为最大。 纯驻波电场和磁场虽然交织在一起， 谐振腔中的振荡过程与在 LC 谐振回路中相似，也是 电磁场能量以电能和磁能两种形式相互转换的过程。
但是在电场波腹处，磁场为零；在磁场波腹处，电场为零。
谐振腔和 LC 回路的比较： 共性： 1. 都是谐振元件，都具有储能和选频的特性; 2.具有相同的振荡过程。 不同之处: 1. 谐振腔是分布参数电路，而 LC 回路是集中参数电路； 2. 谐振腔具有多谐性，即相应于腔中不同的驻波场分布， 可以存在有许多个不同的谐振频率，而 LC 回路只能有单个 谐振频率； 3.谐振腔的品质因数 Q 值要比 LC 回路高得多。

δ 2 = Z 1Y1
（2-2-9）代入上式可求得 δ 的值为
(2-2-11)
由于实际上微波传输线的损耗 R1 、 G1 比 ωL1 、 ωC1 小是多，则将式
δ = ± ( R1 + jωL1 )(G1 + jωC1 )
= ± − ω 2 L1C1 (1 + R1 / jωL1 )(1 + G1 / jωC1 )
Z 1 ≡ R1 + jωL1 Y1 ≡ G1 + jωC1
(2-2-9a) (2-2-9b)
Z 1 称为传输线单位长度的串联阻抗； Y1 称为传输线单位长度的并联导纳。
将式（2-2-7）再对 z 微分一次并将式（2-2-8）代入，即得 d 2U = Z 1Y1U dz 2 征方程
(2-2-10)
这是一个二阶齐次常微分方程。 把它的解的形式 e δz 代入上式即可得到其特
R1(Ω/m)
πσ 1
G1(S/m)
ln
D + D2 − d 2 d
注：σ 1 为导体是介质不理想的漏电电导率； σ 2 为导体的电导率， 单位为 S/m；µ 为磁导率； ε 1 为介质介电常数。
有了上述等效电路就容易解释传输线上电压、电流不相同的现象。参
12
看图 b，由于 aa ′ 和 bb ′ 这间有患联电阻存在，二处的阻抗不相等，因而两 处的电压也不相同；又由线间并联回路的分流作用，通过 a 和 b 点的电流 亦不相同。同时还可看出，当接通电流后，电流通过分布电感逐次向分布 电容充电形成向负载传输的电压波和电流波。就是说电压和电流是以波的 形式在传输线上传播并将能量从电源传至负载。
(2-2-6a) (2-2-6b)
式中 U、I 只是距离 z 的函数而与时间 t 无关，它们分别代表电压、电流的 复振幅。将上二式分别代放微分方程式（2-2-1）和（2-2-2）中，得到 dU − = ( R1 + jωL1 ) I ≡ Z 1 I (2-2-7) dz dI − = (G1 + jωC1 )U ≡ Y1U (2-2-8) dz 式中