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反激式开关电源实用电磁干扰设计方法作者：刘勇刚来源：《科学与财富》2019年第11期摘要：本文叙述了反激式开关电源中电磁干扰（EMI）产生的一些原因，根据EMI产生的不同原因的理论分析，结合工程实践当中的经验，给出了合适的、实用的解决方法和一些关键参数的计算方法，对反激式开关电源的EMI工程设计有一定的实际指导意义。
关键词：反激；EMI设计；开关电源0.引言反激式变换器由于具有一些显著的优点，如：电路元件少、原副边电气隔离、对输入电压变化的适应性强等等，它被广泛运用于中、小功率的AC/DC开关电源中。
但同时，它也会或多或少的带来了一些电磁干扰（EMI），因此在某些应用场合，特别是在一些对EMI比较敏感的应用场合或区域，就需要对EMI进行处理，也就是进行EMI设计。
1. 反激式变换器EMI设计反激式开关电源在AC/DC电源中的电路原理图如图1所示，具体的工作原理就不再赘述。
由于开关管或二极管不断的导通、关断，导致了电路中电压和电流的急剧变化，也就是du/dt和di/dt，这也就是产生EMI的源头。
在一次侧，当MOSFET关断时，由于变压器漏感Llk和MOSFET寄生电容Coss的谐振，会在MOSFET上形成很高的电压尖峰，如图2所示。
这个电压尖峰含有丰富的谐波，会造成严重的EMI，所以需要一个电路来抑制和吸收该电压尖峰。
通常我们用RCD电路作为吸收电路。
吸收电路中的电容电压随着输入电压增加而减小，所以我们以最低输入电压及满载条件来确定。
因此，消耗在吸收电路上的能量：而这些能量是消耗在电阻上的，所以吸收电路上的电阻：吸收电路里面电容上的纹波电压：一般来说，5～10%的纹波电压是比较合适的。
因此，吸收电路中的电容值可由上式计算得到。
在二次侧，由于次级漏感Lls和输出二极管的节电容Cd谐振，同样会在输出二极管上产生较大的高频电压尖峰，恶化电磁环境。
输出二极管D1先不接RC吸收电路时，在最大输入电压、最大负载的条件下，用示波器（不打带宽）测出二极管电压尖峰波形的振荡频率f1；然后在二极管上并联一个合适的电容，使并联电容后的二极管电压尖峰的振荡频率减小为之前的一半。
基于同步整流技术的反激变换器分析反激变换器应用广泛，采用同步整流技术能够很好的提高反激变换器效率，同时为使同步整流管的驱动电路简单，采用分立元件构成驱动电路。
详细分析了该驱动电路的工作原理，在此基础上设计了同步整流反激变换器，并对主要设计过程进行了论述。
仿真结果证明该变换器具有较高的效率。
标签：反激变换器；同步整流；Saber仿真1 同步整流管的驱动电路为实现反激变换器的同步整流，初级MOS管Q和次级同步整流管SR必须按顺序工作，即两管的导通时间不能重叠。
SR的驱动是同步整流电路的一个重要问题，需要合理选择。
采用分立元件构成驱动电路，该驱动电路结构较简单、成本较低，适合宽输入电压范围的变换器，具体驱动电路如图1所示。
SR的栅极驱动电压取自变换器输出电压，因此使用该驱动电路的同步整流变换器的输出电压需满足SR栅极驱动电压要求。
该驱动电路的基本工作原理：电流互感器T2与次级同步整流管SR串联在同一支路，用来检测SR的电流。
当有电流流过SR的体二极管，则在电流互感器的二次侧感应出电流，该电流通过R1转变成电压，当电压值达到并超过晶体管Q1的发射结正向电压时，Q1导通，达到二极管VD导通电压时，VD导通对其箝位。
晶体管Q1导通后，输出电压通过图腾柱输出电路驱动SR开通。
当SR中的电流在电流互感器二次侧电阻R1上的采样电压降低到Q1的导通阈值以下时，Q1关断，SR关断。
2 同步整流反激变换器的设计设计技术指标：输入电压Ui为100~375VDC，输出电压Uo为12V，输出电流Io为4A，开关频率fs为100KHz，最大占空比Dmax为0.45，效率η >80%，工作方式为断续模式。
2.1 变压器设计反激变换器工作于DCM，但随着输入电压减小或负载电流增大，占空比变大，可能会从DCM变成CCM。
因此为保证反激变换器在整个输入电压和负载电流变化范围内都工作在DCM且占空比不超过要求的最大值，设计变压器满足反激变换器在输入电压最小Ui=100V、负载电流Io=4A和效率η=80%时工作在电流临界连续模式，且占空比不超过要求的最大值Dmax=0.45。
怎样提高DC／DC变换器的效率
谢勇;赵修科
【期刊名称】《电气自动化》
【年(卷),期】1994(016)005
【摘要】为了减少PWM型直—直变换器的开关损耗,提高变换器的效率,人们已经研究出一系列新型电路拓扑结构,诸如各种谐振变换器、多谐振变换器以及由PWM控制的工作在恒频的谐振变换器。
谐振型变换器的特点是使主功率开关器件在零电流或零电压情况下开通或关断,因而使得功率器件的开关损耗大大减少,提高了变换器的效率。
由于工作频率高达100kHz以上,所以功率开关元件大都由功率MOSFET构成,
【总页数】2页(P66-67)
【作者】谢勇;赵修科
【作者单位】不详;不详
【正文语种】中文
【中图分类】TN624
【相关文献】
1.使用平面非线性电感提高高频DC-DC变换器轻载效率 [J], 王来利;裴云庆;秦洋;杨旭;王兆安
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一、 单端反激变换器1、单端反激变换器的原理图如下：i 1i 2V o+-2、工作原理单端反激变换器主要用在250W 以下的电路中，其中的变压器既有变压器的作用，也有电感的作用其有两种工作方式：一是完全能量转换方式，即电感电流断续工作模式；二是不完全能量转换方式，即电感电流连续工作模式。
工作过程：当Tr 导通时，电源电流流过变压器原边，i1增加，其变化为11//L V dt di s =，而副边由于二极管D 的作用，i2为0，变压器磁心磁感应强度增加，变压器储能；当Tr 关断时，原边电流迅速降为0，副边电流i2在反激作用下迅速增大到最大值，然后开始线性减小，其变化为22//L V dt di o =，此时原边由于开关管的关断，电流为0，变压器磁心磁感应强度减小，变压器放能。
3、工作波形工作波形如下：连续工作模式： 断续工作模式：V g -V 2i 1i 2V Trt4、电压增益（1） 连续工作模式下的电压增益：理想状态下，由副副边绕组在一个周期中的伏秒值为0可得：s o s s T D V T nD V )1(11-= （1-1）故可得电压增益为：111D D nV V M s o -==（1-2） 而在实际中，由于变压器存在一次绕组内阻r1，二次绕组内阻r2，故可得：s o s s T D r I V T nD r I V )1)(()(122111--=- （1-3）而 o I I =2 （1-4）221/n r r = （1-5）o o s o o D nI D V I V I //11==（为计算方便，设Do=（1-D1）） （1-6）故将（1-4）（1-5）（1-6）代入（1-3）可得)1)((2121--==os o o s o D D nV r I D DnV V M (1-7) （2）断续工作模式下的电压增益：由面积相等可得式：2/2s p s o T D I T I ∆= (1-8)由s p o s s T D V T D nV =1可得V g-V 2i 1i 2V Trto s p V D nV D /1= （1-9）而 112/nL T D V I s s =∆ （1-10） 将（1-9）（1-10）代入（1-8）可得：1112L V D V T D V I o s s s o =（1-11）临界连续时，即可以看作连续又可以看作断续，此时：111D D nV V s o -=，所以临界连续电流为：112)1(nL D T D V I s s oc -=（1-12）当D=1/2时取最大值，为：18nL T V I ss ocm =（1-13） 将（1-13）代入（1-11），可得断续工作模式下的电压增益为：oocm s o I DI nV V M 214== （1-14）二、 双管反激变换器1、双管反激变换器原理图如下：V o+-2、工作原理当功率大于200W 的时候，不宜采用单端反激电路，可采用双管反激电路。
第6讲电感和反激变压器设计
赵修科
【期刊名称】《《电源技术应用》》
【年(卷),期】2007(31)12
【摘要】电源工程师最头痛的问题之一是磁元件问题。
磁元件不同于其它电子元件,大多数磁元件是量身定制的,这要求电源工程师必须具有电磁基本知识,尤其是高频下磁元件特性,以及工艺结构对磁元件特性的影响等。
而在学校磁的知识学习得很少,尤其高频下磁元件学习更少。
本刊特邀赵修科教授就此专题展开系列讲座,系统地介绍了磁的基本原理和高频磁元件设计的有关问题,本讲座共分为六讲。
【总页数】7页(P43-49)
【作者】赵修科
【作者单位】南京航空航天大学江苏南京210016
【正文语种】中文
【中图分类】TM402
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4.它激式反激AC/DC开关电源驱动控制集成电路AN8021NS/L/SB [J], 郑国川
5.一种正激加反激通用辅助电源模块的设计与实现 [J], 张军军
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