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一种二阶曲率补偿CMOS带隙基准作者：常利平范国亮邵丹来源：《数字通信》2013年第02期摘要：设计了一种采用电流求和技术的亚1 V二阶曲率补偿CMOS带隙基准。
基于CSMC 0.5 μm标准CMOS工艺对所设计的带隙基准进行了仿真验证。
仿真验证结果显示：所设计的带隙基准获得了0.75 V的带隙参考电压；在-25～125 ℃温度范围内，带隙基准参考电压的温度系数仅为2.548×10-6；当电源电压在2.6～6.2 V变化时，带隙基准的输出电压变化仅0.08 mV；带隙基准参考电压在10 Hz，100 Hz，1 kHz，100 kHz处分别获得-118.07 dB，-107 dB，-87.23 dB，-47 dB的电源抑制。
关键词：带隙基准源；二阶曲率；CMOS；温度系数；电源抑制比中国分类号：G642文献标识码：A文章编号：10053824（2013）020040030引言带隙电压基准电路是模拟电路系统中不可或缺的组成部分，广泛应用于模数、数模转换、动态存储器等集成电路中。
带隙电压基准的性能极大影响模拟电路系统的性能特性，因此要求带隙电压基准具有低温度系数（temperature coefficient， TC）、高电源抑制比（power supply rejection ratio， PSRR）等特性。
本文在分析传统带隙基准的基础上，设计了一种亚1V二阶曲率补偿的CMOS带隙基准参考。
所设计的带隙基准具有简单的电路结构，并获得较好的性能特性。
1传统带隙基准源2亚1V二阶曲率补偿带隙基准的分析设计2.1一阶低压带隙基准结构一阶低压带隙基准电路结构如图2所示。
与传统的带隙基准不同，图2所示电路采用了正负温度系数电流加权获得与温度无关的电流I1与I2，同时将电流镜像到M3支路，经电阻R4转换为所要的基准电压Vref。
图2中，电阻R1和R2大小相等，PMOS管M1，M2和M3具有相同的尺寸。
一种高精度曲率补偿带隙基准电压电路方海莹;吕坚;于军胜;蒋亚东【摘要】设计一种采用电流模式和Buck's电压转移单元VBE进行高阶补偿的带隙基准电压源.电路采用CSMC0.5μm DPTM CMOS工艺制造.温度在-40～125℃之间变化时.基准电压源的温度系数为3.15 ppm/℃,在3.5～5.0 V之间的电压调整率为0.35 mV/V.【期刊名称】《现代电子技术》【年(卷),期】2010(033)006【总页数】4页(P1-3,7)【关键词】带隙基准源;高阶曲率补偿;电流模式;低温漂【作者】方海莹;吕坚;于军胜;蒋亚东【作者单位】电子科技大学,电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川,成都,610054;电子科技大学,电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川,成都,610054;电子科技大学,电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川,成都,610054;电子科技大学,电子薄膜与集成器件国家重点实验室,四川,成都,610054【正文语种】中文【中图分类】TN4320 引言集成电路的飞速发展，使得电压基准得到广泛应用。
带隙基准电压源以其良好的温度稳定性和电源抑制特性而被广泛应用于模/数转换器，数/模转换器、开关电源以及存储器等数/模混合信号集成电路之中，其性能好坏直接影响到整个电路的输出精度。
随着数据转换精度的不断提高，传统带隙基准源的精度已很难满足电路设计的需要。
近年来，国内外已相继报道了多种曲率补偿的方法以减小温度漂移，包括二阶温度补偿、指数温度补偿、分段线性补偿、利用不同材料的电阻相反的温度特性进行补偿以及其他各种补偿方法[1-7]。
但是文献[1-5]中电路的结构复杂，占用芯片面积很大；文献[6]中的电路受工艺限制较大，在相同工艺下，很难通过改进电路结构提高电路的性能；文献[7]中采用的是BiCMOS工艺，成本较高。
在此设计一种基于电流模式和Buck′s电压转移单元进行高阶温度补偿的基准电压源电路，该基准具有很高的温度稳定性和电源抑制比。
带曲率补偿的带隙基准电流源的设计作者：代赟, 杨兴来源：《物联网技术》2012年第02期摘要：简单介绍了带隙基准源的基本原理，给出了一款基于Widlar结构的带曲率补偿的带隙基准电压电流源的设计方法，通过采用TSMC_0.5 μm工艺库对电路进行仿真，在-40～150 ℃的温度范围内，其带隙基准的输出具有℃的温度系数，电流基准的输出具有42 ppm/℃。
此外，文中还对曲率补偿电路的工作原理进行了分析，并且通过仿真波形对曲率补偿的工作机制进行了讨论。
关键词：Widlar结构; 带隙基准; 电流基准; 曲率补偿中图分类号：TN432 文献标识码：A文章编号：2095-1302(2012)02-0064-04Band-(College of Micro-Electronics and Solid-state Electronics, University of Electronic Science and Technology of China, Chengdu 610054, China)Abstract： The principle of band-gap voltage reference is introduced. A design method of band-gap voltage reference and current reference with curvature co mpensation based on Widlar′s structure is proposed. The circuit is simulated with TSMC_0.5 μm model, in the temperature extent of -40～150 ℃, the output temperature coefficient of the band-gap voltage reference is 12 ppm/℃, the output temperature coefficient of the current voltage reference is 42 ppm/℃. The theory of curvature compensation circuit is analyzed and the working mechanism of curvature compensation circuit isKeywords： Widlar structure; band-gap voltage reference; current reference; curvature compensation0 引言当今被普遍采用的数模混合电路芯片中，偏置电路起到了非常重要的作用。
帯隙基准电路设计（东南大学集成电路学院）一.基准电压源概述基准电压源(Reference V oltage)是指在模拟电路或混合信号电路中用作电压基准的具有相对较高精度和稳定度的参考电压源，它是模拟和数字电路中的核心模块之一，在DC/DC ，ADC ，DAC 以及DRAM 等集成电路设计中有广泛的应用。
它的温度稳定性以及抗噪性能影响着整个电路系统的精度和性能。
模拟电路使用基准源，是为了得到与电源无关的偏置，或是为了得到与温度无关的偏置，其性能好坏直接影响电路的性能稳定。
在CMOS 技术中基准产生的设计，着重于公认的“帯隙”技术，它可以实现高电源抑制比和低温度系数，因此成为目前各种基准电压源电路中性能最佳、应用最广泛的电路。
基于CMOS 的帯隙基准电路的设计可以有多种电路结构实现。
常用的包括Banba 和Leung 结构带薪基准电压源电路。
在综合考虑各方面性能需求后，本文采用的是Banba 结构进行设计，该结构具有功耗低、温度系数小、PSRR 高的特点，最后使用Candence 软件进行仿真调试。
二.帯隙基准电路原理与结构1.工作原理带隙基准电压源的设计原理是根据硅材料的带隙电压与电源电压和温度无关的特性，通过将两个具有相反温度系数的电压进行线性组合来得到零温度系数的电压。
用数学方法表示可以为：2211V V V REF αα+=，且02211=∂∂+∂∂T V T V αα。
1).负温度系数的实现根据双极性晶体管的器件特性可知，双极型晶体管的基极-发射极电压BE V 具有负温度系数。
推导如下：对于一个双极性器件，其集电极电流)/(ex p T BE S C V V I I =，其中q kT V T /=，约为0.026V ，S I 为饱和电流。
根据集电极电流公式，得到：SC T BE I I V V ln= (2.1) 为了简化分析，假设C I 保持不变，这样： TI I V I I T V T V S S T S C T BE ∂∂-∂∂=∂∂ln (2.2) 根据半导体物理知识可知：kT E bT I gm S -=+ex p 4 (2.3)其中b 为比例系数，m ≈−3/2，Eg 为硅的带隙能量，约为1.12eV 。
一种带隙基准电路电压源设计摘要：针对传统带隙基准源仅采用一阶温度补偿技术导致温度系数较差的问题就需要采用高阶曲率补偿电路。
曲率补偿的方法是通过在基准源输出电压上叠加一个温度的指数函数，从而实现高阶补偿的目的。
电路基于tsmc0.18um工艺，Candence行仿真。
测试结果表明，温度由-40℃变化到125℃时,使用高阶温度补偿后带隙基准电压的温度漂移系数为6.60ppm/℃电源抑制比62.81dB。
关键词：带隙基准电路、曲率补偿引言基准源是模拟电路或者数模混合信号集成电路的重要组成部分，基准源的建立要求是与电源、工艺和温度无关的电压源或者电流源，基准源在整个电路或者系统中通过对基准电压比来处理输入信号，此时基准的性能会直接影响电路或者系统的性能。
所以基准源应该具有的抗干扰能力，此时就要降低基准源的温度系数，同时保证有较大的抑制比。
一般的带隙基准电路只采用一阶温度补偿的策略来实现基准源的设计，但是要降低温度系数，就要采用高阶温度补偿策略。
把一阶线性电流引人三极管的集电极，利用三级管基极-发射极电压的叠加得到产生一个具有高阶温度系数补偿电流，然后将高阶温度系数补偿电流产生的电压与一阶温度补偿电流产生的电压叠加实现多阶温度补偿，此外可以调整电阻的阻值来控制正带隙电压的温度特性，利用电路中的运放与负反馈来提高电路的电源电压抑制比。
1.电路设计已知带隙基准是由正温度系数电压（PTAT）与负温度系数电压（CTAT）按照一定比例组合产生与温度无关的基准电压（Vref）。
传统基准源设计由pnp三极管Q1与Q2的VBE之差产生了PTAT电压，再通过R1将PTAT电压转化为电流输出，然后利用运放出入端V+、V-相同输出电压为0V，运放将R1产生的PTAT电流通过Q5、Q6的电流镜拷贝输出，R2作为负载和Q3一起将PTAT电流转化为电压输出，电路所有的三极管都为二极管连接方式。
1-1传统带隙基准源1.1研究方案带隙基准电压源的基本原理就是用具有正温度系数的PTAT电压与具有负温度系数的VBE 电压相叠加，从而形成低温度系数的输出电压。
二阶曲率补偿基准电路好嘞，今天咱们来聊聊“二阶曲率补偿基准电路”，听起来是不是有点儿高大上？其实吧，这东西可没有想象中那么复杂，咱们可以把它想得轻松一点。
就像咱们吃饭的时候，常常得加点儿盐，这样才能让菜更入味，对吧？同样，电路里也有很多“调味品”，像什么补偿啊、基准电压啊，都是为了让电路能更好地工作。
你知道吗，二阶曲率补偿电路就像是在你的电路中加入了一点儿“调味料”，让它在各种环境下都能稳定工作。
举个简单的例子，想象一下你在外面吃烧烤，天气热得像个火炉，结果烤肉的温度飙升，肉都快烧焦了。
这时候，如果你有一个“补偿器”，可以自动调节温度，那你不就能吃上美味的烤肉了？电路也是如此，二阶曲率补偿就是让电路在不同条件下，能够自动调整自己，保持最佳状态。
说到这里，咱们得先了解一下基准电路。
这个电路就像是你生活中的指南针，指引你走向正确的方向。
在电子产品中，基准电压就是稳定输出的电压，像个稳重的老前辈，给你提供可靠的支持。
没有它，电路就像没了主心骨，容易出现波动，甚至会引发各种问题。
想象一下，如果你做菜没有盐，味道会平淡无味，甚至难以下咽，电路也是一样的道理。
这时候，二阶曲率补偿就派上用场了。
它能帮助基准电路在不同的负载和温度变化下，保持稳定的输出。
就像你在外面玩耍，天气冷得让人瑟瑟发抖，你的朋友给你递来一件温暖的外套，让你感觉舒服多了。
二阶曲率补偿就像那件外套，给电路加了层保护，让它在各种恶劣环境中也能安然无恙。
而且呀，二阶曲率补偿电路的设计其实还蛮有趣的。
设计师们就像调酒师，调制出完美的“鸡尾酒”。
他们会考虑各种因素，比如电流的变化、温度的波动、负载的变化等等。
每一个细节都不能马虎，因为这些都可能影响到电路的表现。
就好比你在调配饮料的时候，少了某种成分，味道立马变得不一样。
电路设计师可得小心翼翼，确保每一个参数都在最佳范围内。
你可能会问，这样的电路有什么实际应用呢？嘿嘿，别急，这里就要说到它的“江湖地位”了。
带隙基准电压源1. 引言带隙基准电压源（或称为带隙电压参考源）是集成电路设计中的关键模块之一。
它提供了一个稳定、精确的参考电压，用于校准其他模块的工作电压。
带隙基准电压源常用于模拟集成电路或传感器的校准、温度补偿等场景。
本文将介绍带隙基准电压源的工作原理、设计方法和常见应用。
2. 工作原理带隙基准电压源利用半导体材料的能带结构和温度特性实现电压的稳定。
它的基本原理是通过将两个与温度敏感度相反的元件串联（通常为PN结），使得温度系数互相抵消。
这样，温度变化对电压的影响将大大减小。
在带隙基准电压源中，常用的元件组合包括基准二极管和反向温度补偿二极管。
基准二极管利用了PN结的温度特性和电压偏置效应，实现了相对稳定的电压参考源。
而反向温度补偿二极管则通过调节电流和温度敏感度，来抵消基准二极管电压的温度漂移。
3. 设计方法设计带隙基准电压源需要考虑多个因素，包括温度系数、稳定性、功耗等。
以下是常见的设计方法：3.1 电流源设计带隙基准电压源需要一个稳定的电流源来提供工作电流。
常见的电流源包括简单的电阻、电流镜等。
电流源的选择要考虑稳定性、温度系数以及功耗等因素。
3.2 温度补偿为了抵消温度变化对电压的影响，需要引入一个反向温度补偿二极管。
这个二极管的电流和温度系数需要和基准二极管匹配，以实现温度补偿效果。
常见的方法包括调节电流和温度敏感度，使得反向温度补偿二极管的温度变化与基准二极管的温度变化相互抵消。
3.3 输出缓冲带隙基准电压源的输出需要通过一个缓冲放大器来驱动其他模块。
缓冲放大器的选择要考虑输出电压范围、增益稳定性以及功耗等因素。
4. 常见应用带隙基准电压源在集成电路设计中有广泛的应用。
以下是几个常见的应用场景：4.1 ADC的参考电压源带隙基准电压源常用于ADC（模数转换器）的参考电压源。
ADC通常需要一个稳定的参考电压来将模拟输入转换为数字信号。
带隙基准电压源的稳定性和精度使得它成为理想的参考电压源。
高电源噪声抑制比带隙基准源设计吴丽丽【摘要】A band-gap voltage reference with a high power supply rejection ratio (PSSR) is designed by using CSMC 0. 35 fim processing through the method of inserting current source buffer stage between power and band-gap reference circuit The proposed band-gap reference greatly improve the circuit's PSRR and with a low power cost, without changing the lowest working voltage. The simulation results show that, the PSRR with 100dB/40 dB, Jq = 12 fiA, Vni,=2. 4 V, which can be used as analog intellectual property (IP) and easily integrated in the system on a chip (SOC).%采用CSMC 0.35μm工艺,通过在电源和带隙基准源电路间插入电流源缓冲级的方法,设计提高带隙基准源电源噪声抑制能力的带隙基准源.在最低工作电压不变的情况下,所设计的带隙基准电源大幅度提高了电路的电源抑制比,且功耗低.仿真结果表明:电源抑制比值为11o dB/40 dB,Iq=12 μA,Vmin=2.4 V,可作为模拟IP(知识产权)且易集成于单片系统中.【期刊名称】《华侨大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2012(033)003【总页数】4页(P265-268)【关键词】带隙基准源;电源噪声抑制比;低工作电压;低功耗;模拟IP【作者】吴丽丽【作者单位】华侨大学信息科学与工程学院,福建厦门361021【正文语种】中文【中图分类】TN431.1在单片系统（SOC）集成电路工业中，模拟电路主要以模拟IP（知识产权）的形式出现.带隙基准源电路是最经常被使用的模拟IP之一，被广泛应用于线性、开关稳压源电路，模数、数模转换电路，各种温度、电压检测电路等.因此设计出高性能的带隙基准源电路对于集成电路工业具有重要意义［1－2］.稳压电源的电源抑制比（power supply rejection ratio，PSRR）在很大程度上取决于带隙基准源的电源噪声抑制能力.文献［3］分析表明：低频PSRR特性完全取决于带隙基准源的PSRR特性.因此，提高电源的PSRR特性需要设计高PSRR的带隙基准源电路，尤其是需要优化其低频段的PSRR特性.本文讨论一种能有效提高带隙基准源电源噪声抑制能力的电路拓扑结构，并从原理上分析其动作原理.要提高PSRR特性，首先要提高带隙基准源电路中的运放增益.出于稳定性的考虑，一般用于带隙基准源的运放不超过两级，否则很难进行补偿.这就限制了带隙基准源本身的环路增益，即限制了通过提高运放增益来提高其PSRR的空间.要进一步提高其PSRR，比较可行的方法是在实际电源和带隙基准源的电源中加入缓冲［4－5］，使从带隙基准源看来的电源波动对于实际电源波动有较大衰减.缓冲的方法一般有插入电压源和插入电流源.插入电压源即在实际电源和带隙基准源的电源中间插入低压降线性稳压电源（low dropout regulator，LDO），带隙基准电源看到的电源噪声将被衰减.这样带隙基准电源的PSRR将被大大提高，幅度等于LDO的PSRR值.但在实际的芯片系统中，LDO本身就需要带隙基准源来为其提供基准电压［6－7］，因此很难找到与带隙基准（band gap reference，BGR）输出值不相关的线性基准源来为其供电 .所以，插入的LDO也必须以BGR的输入作为参考，实际PSRR提高幅度会略低于分析值.这个结构最大的问题是LDO需要BGR的输入作为参考，而BGR需要LDO的输入作为电源 .这就形成了正反馈环路，存在2个简并点，不能自己启动.由于LDO本身也是复杂的反馈环路［2，8］，需要较复杂的启动电路来帮助其启动.插入电流源也可提高带隙基准源的PSRR.当电源电压波动时，参考电流源可以维持偏置电流恒定，使MOS管的栅电压严格跟随电源电压波动.理论上，如果电流源为理想电流源，栅电压变化完全等于电源电压变化，MOS管VGS变化为0，BGR 电源端看到的噪声也为0.但是，同插入电压源缓冲一样，实际电路中很难找到与电源电压无关的电流源 .因此，该电流源通常也来自于BGR 产生的偏置电流.尽管这样，该结构还是可以大大提高电路的PSRR.同插入电压源相比，该结构中的电流偏置环路较LDO环路结构简单，环路启动电路容易设计.设计的高PSRR带隙基准源，如图1所示 .图1中：M13，M14，M15为插入的电流源，用于提高BGR的PSRR特性；M1～M12为电流模BGR环路，该负反馈环路使A1／A2的电压相等，即流过匹配电阻R1／R2的电流相等，同时M1／M2的电流值也相等.两个电流的差值分别流过三级管Q1／Q2，其发射极面积的比值为N∶1.由此，可以得出流过M1的电流为M3镜像M1／M2的电流，流入R3，可得到BGR的输出电压VREF为最后，得到输出电压为传统BGR［9］输出电压乘以R3与R1的比值.设计中采用了0.6V输出，使M3能够保持在饱和区，保持M1／M2／M3的电流匹配.为了确保电路的低压工作性能，运放的输出没有像传统结构一样驱动PMOS电流源，而采用了“折叠”的结构，通过驱动NMOS电流源M12来建立负反馈环路，可以使电路的最低工作电压降低1倍的MOS管导通电压Vds.同时，M1／M2电流镜的设计使运放不需要尾电流源，差分端A1／A2与V′DD的差值为M1的Vgs值，可以直接连接到增益级的输入对管M4／M5，又使最低工作电压降低了Vds.最终电路的最低工作电压为Vbe＋Vgs＋Vds，与传统结构接近.电流小信号模型提高PSRR的原理，如图2所示 .图2中：Vi为电源电压波动，V′i为电流源输出端电压波动，即BGR电路的等效电源波动，V′A1／A2为A1／A2点相对于V′i的电压变化 .根据电路结构，可以得到 M1＝M2＝M3＝M4＝M5＝M8，M6＝M7＝M9＝M13，M12＝k1M11，M15＝k2M14.根据V′i点的电流守恒，得到将式（4），（5）代入式（3）中，可得到而将式（7）代入式（6）中，可得到电路的PSRR表达式上式中为BGR环路的增益带来的PSRR，即BGR输出相对于V′i的PSRR.考虑交流变化时，该项的零极点仍为加入电流源缓冲后电路的零极点.（k1＋1）gm10r15项即为加入电流源缓极带来电路PSRR的提高.在MOS管寄生电容可以忽略的情况下，在全频率内有效，一般在20～30dB以上.电路采用CSMC 0.35μm工艺设计并进行仿真，静态电流为12μA.CSMC 0.35工艺中晶体管阈值电压为0.9～1.2V，低温下PNP管的Vbe为0.8V，管子的Vdssat一般设计为0.2V，所以电路最低工作电压为2.4V.在不同工作电压的情况下，带隙基准源的温度曲线如图3所示.从图3可知，带隙基准源的温度系数仿真值为7.5×10－6，为典型一阶温度系数补偿曲线.在各个温度及工作电压下，所设计的带隙基准电源噪声抑制比仿真结果，如图4所示 .从图4可知，直流情况下的电源噪声抑制比可以达到120dB.由于带隙基准源电路采用2级运放结构（图1中M4～M12部分），环路增益约80dB，可以得出电流源缓冲级结构使PSRR提高约30dB.本设计为低功耗设计（Iq＝12μA），限制了电路的交流特性，主极点出现在10Hz附近，在10～100kHz之间出现零极点对，在600kHz处的PSRR衰减至50dB.如果某些应用需要提高交流电源噪声抑制比，可以在结构不变的情况下提高静态电流（同比例减小R0～R3的阻值，并相应增大MOS管的尺寸）［10］，以获得更高的带宽，改善中频PSRR特性.同样，本设计在带隙基准源的输出端级联低通滤波器中加入了带宽约1MHz的一阶RC低通滤波器，使PSRR交流曲线在1MHz处出现拐点.但是，由于片内电阻电容值的限制，这种方法主要高频段有效.通过对交流曲线的分析可以得出，当两种方法结合使用，带隙基准源电路带宽增大和低通滤波器带宽减小被数之积为20倍时，可以使全频率下PSRR高于60dB（当前设计交流PSRR高于40dB）.当然这需要对功耗和电路面积进行取舍.（责任编辑：陈志贤英文审校：吴逢铁）【相关文献】［1］DING Qi－yuan，FENG Liang，HOU Peng，et al.A high－PSR low－power voltage regulating circuit for wireless capsule endoscopy［C］∥10th IEEE International Conference on Solid－State and Integrated Circuit Technology（ICSICT）.Shanghai：IEEE，2010：590－592.［2］HENG S，PHAM C K.Improvement of LDO′s PSRR deteriorated by reducing power consumption：Implementation and experimental results［C］∥9th IEEE International Conference on IC Design and Technology（ICICDT）.Austin：IEEE，2009：11－15.［3］TEEL J C.Understangding power supply ripple rejecton in linear regulators［J］.Analog Applicationgs Journal，2005（2Q）：8－10.［4］JIANG Yue－ming，LEE E K F.Design of low－voltage bandgap reference using transimpedance amplifier［J］.IEEE J Solid－State Circuits，2000，47（6）：552－555. ［5］MALCOVATI P，MALOBERTI F，FIOCCHI C，et al.Curvature－compensated BiCMOS bandgap with 1Vsupply voltage［J］.IEEE J Solid－State Circuits，2001，36（7）：1076－1081.［6］HENG S，PHAM C K.A low－power high－PSRR low－dropout regulator with bulk－gate controlled circuit［J］.IEEE Transactions on Circuits and Systems（Ⅱ）：Express Briefs，2010，57（4）：245－249.［7］HENG S，PHAN C pensated circuit for low dropout regulator having stable load regulation after consideration of bonding wire resistance［C］∥18th EurpeanConference on Circuit Theory and Design.Seville：IEEE，2007：120－123.［8］WONG K，EVANS D.A 150mA 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一种高精度的电流反馈型带隙基准源的设计作者：李精文刘军蒋国平来源：《现代电子技术》2008年第02期摘要：采用0.5 μm，N阱CMOS工艺设计一种高精度带隙基准电压源，基准电压为1.245 V，在0~70 ℃内温度系数仅为12.5 ppm/℃，工作电压为2.8~8 V，具有非常高的电源抑制比(PSRR)，低频下高达107 dB。
此电路为电流反馈型基准源，能够产生自偏置电流，使电路建立稳定工作点。
其结构能有效减小运算放大器的失调电压对基准输出的影响。
关键词：带隙基准；PSRR；温度系数；反馈中图分类号：TN710 文献标识码：B 文章编号：1004-373X(2008)02-061-04(Dalian University of TechnAbstract：This paper describes the design of a high precision bandgap reference,implemented in 0.5 μm n-well CMOS technology.The circuit generates a reference voltage of 1.245 V and has a temperature coefficient of 12.5 ppm/℃ between 0 and 70 ℃.It can operate with supply voltages between 2.8 V and 8 V.It has a PSRR of 107 dB under low frequency.This circuit works in a current feedback mode,and it generates its own reference current,resulting in a stable operation.ThearcKeywords：1 引言无论在数字电路或模拟电路中，基准电压源对电路整体性能的影响都是十分重要的。
第31卷 第3期华侨大学学报(自然科学版)Vol.31 No.3 2010年5月Journal of Huaqiao University (Natural Science )May.2010 文章编号: 100025013(2010)0320267205电流镜型二次曲率补偿的带隙基准源设计梁爱梅1,2,凌朝东1,2(1.华侨大学信息科学与工程学院,福建泉州362021;2.厦门市专用集成电路系统重点实验室,福建厦门361008)摘要: 为提高基准源的温度系数、电压调整率和电源抑制比,采用0.6μm 标准CMOS 工艺,设计一种采用电流镜复制技术的带隙基准源.仿真结果表明,电路具有结构简单、启动性能好、电压输出灵活稳定、温度范围宽等特点,能够满足模拟集成电路的要求1在3种工艺角模型,-50～+195℃温度变化范围内,其温度系数约为1.632×10-5℃-1,电源抑制比为-70dB ;而在4.5～6.5V 的电源范围内,其电压调整率为4.0×10-4.关键词: 带隙基准;曲率补偿;平均温度系数;电源抑制比中图分类号: TN 431.1文献标识码: A基准电压源是超大规模集成电路和电子系统的重要组成部分,可广泛应用于高精度比较器、模数(A/D )和数模(D/A )转换器、随机动态存储器、闪存及系统集成芯片中.这种电路结构是目前各种基准电压源电路中性能最佳的电路形式.普通的一阶补偿带隙基准因忽略了基极2发射极电压(Base 2Emitter Voltage )的高阶非线性项,其温度系数一般在2.0×10-5～3.0×10-5℃-1,不能满足高精度系统的设计要求1因此,为了得到温度系数更好的基准电压,需要对带隙基准中基极2发射极电压的高阶项进行补偿.传统的带隙基准源电路中存在运算放大器,其性能指标在很大程度上受到运放的失调电压、电源电压抑制比等参数的限制1为此,本文提出了一种基于0.6μm 标准CMOS 工艺,并具有二次曲率补偿技术的高性能带隙基准电压源的设计方法.1 传统带隙基准电压源带隙基准的目的,就是产生一个对温度变化保持恒定的量1其主要的方式是,由于双极型晶体管的基极2发射极电压V BE 具有负的温度系数,而两个有不同电流密度的双极型晶体管的基极2发射极电压差ΔV BE 具有正温度系数,以合适的系数m 与前者进行加权[122]1即图1 带运放的带隙基准电路Fig.1 Circuit of bandgap reference with amplifier V ref =V BE +mV θ1从而在一定范围内抵消温度漂移特性,得到低温度漂移的输出电压[324]1其具体原理如图1所示1图1中:R 1=R 2,Q 2的发射区面积是Q 1的N 倍.若不考虑运放的输入失调电压,则有I 1×R 1=I 2×R 2,而且V eb ,1=V θln (I 1/I s 1),V eb ,2=V θln (I 2/I s 2)1即V eb ,1-V eb ,2=V θln (I 1/I 2)×(I s 2/I s 1)V θln N 1(1)其中:I s 1,I s 2分别为Q 1,Q 2的饱和电流值;V eb ,1,V eb ,2分别为Q 1,Q 2的发射极电压1根据I 2=V θln N R 3,可得出V out =V eb ,2=(R 2+R 3)・I 2=V eb ,2+(1+R 2/R 3)(V θln N )1(2) 收稿日期: 2008206225 通信作者: 凌朝东(19642),男,教授,主要从事模拟集成电路的研究.E 2mail :edac @. 基金项目: 福建省自然科学基金资助项目(T0850005);厦门市科技计划项目(3502Z20080010) 通过选取适当的R 2/R 3值,可得到对温度和电源电压不敏感的电压1如果输入失调不为零,则式(2)变为V out =V eb ,2=(R 2+R 3)・I 2=V eb ,2+(1+R 2/R 3)(V θln N +V os ).(3)此时,基准源输出电压的电源电压抑制比完全受限于运算放大器的电源电压抑制比.2 二阶曲率补偿技术的电路实现2.1 曲率问题双极型晶体管的基极2发射极电压[3],可表达为V BE (θ)=V G (θ)+[V BE (θ0)-V G (θ0)]・θ/θ0+(η-α)(k θ/q )・ln (θ0/θ).(4)上式中:V G (θ)是温度为θ时硅的带隙电压;V G (θ0)和V BE (θ0)分别是温度为θ0时,硅的带隙电压和晶体管的基极2发射极电压;η是和工艺有关的参数,η=4-n ,而n 是晶体管基区载流子迁移率随温度变化的指数;α是偏置电流随温度变化的指数,当偏置电流和绝对温度成正比时,α=l ;而当偏置电流和温度无关时,α=0;θln (θ0/θ)是V BE 的非线性温度项.将式(4)用泰勒公式展开,可得到V BE (θ)=α0+α1θ+α2θ2+…+αn θn .(5)式(5)中:α0,α1,α2,…,αn 是相应的温度系数.从式(5)可以看出,V BE (θ)是包含许多高阶项的关于温度图2 电流镜型二次曲率补偿原理图Fig.2 Schematic diagram of current mirror type with two curvature compensater 的复杂函数1传统的带隙基准是对V BE (θ)的一阶温度系数进行的补偿,并未对高阶温度系数补偿.2.2 电路实现电流镜型二次曲率补偿带隙,如图2所示.由于电流镜的作用,使得N 3和N 4的源极电位相等,节点V X =V Y ,而R 1=R 2,有I 1b =I 2b ;流过电流镜中的电流相等,有I 1a =I 2a ;R 0上的电压降等于V θln (N ),流过双极晶体管(Q 1和Q 2)的电流和绝对温度成正比,即α=1;流过电流镜P 0～P 3的电流是一阶温度独立的,对应于α=01镜相流过电流镜的电流传到双极型晶体管Q 3,从而得到Q 1和Q 2射基电压V BE (θ)1两者之差为V NL =-V θln (θ0/θ).(6)当R 3=R 4时,流过R 3,R 4的电流和V NL 成正比(V NL 是非线性电压),I 3=I 4=V NL /R 3,即非线性电流可以补偿V BE 的高阶温度项.输出基准电压可以表达为V ref =(I 1a +I 1b +I 3)・R 5=[(R 1/R 0)・V θln (N )+V BE1,2-(R 1/R 3)V θln (θ0/θ)]・R 5/R 1.(6)式(6)中:(R 1/R 0)・V θln (N )补偿V BE1,2的一阶温度项;(R 1/R 3)・V θln (θ0/θ)补偿V BE1,2的高阶温度项1通过选择合适的R 3,R 4值,可得到理论上零温度系数的带隙电压.比较式(4)和式(6),可得到R 1/R 3=η-1,即R 3=R 1/(η-1).三极管Q 1,Q 2和Q 3采用的都是二极管接法的衬底PN P 三极管,调节R 5可使输出电压在0～4.0V 内连续变化1在-50～+195℃温度范围内,电压变化量小于10mV ,比一般带隙工作温度(-25～+125℃)的范围宽很多.2.3 启动电路N 0,N 5,P 8构成了启动电路.当电源上电时,如果P 7的栅压为零,P 3栅压为V dd ,电路中没有电流,所有金属氧化物半导体(MOS )管都将无限期的保持关断,电路同样达到平衡状态1此种状态称为“死锁”,而这种问题被称为启动问题.该问题可以通过增加启动电路加以解决,如图2所示.当电路进入死锁状态,P 7的栅压为零,P 8导通1通过对C 0充电,抬高N 0的栅压,使得电路中有电流流过,此时N 0,N 5,P 8截止.N 0在设计时,应保证在整个电路正常工作时,P 7的栅压低于N 0的V gs 2V th ,而使N 0工作于截止区.862华侨大学学报(自然科学版) 2010年3 带隙基准源的仿真3.1 温度特性分析仿真工具采用美国CADENCE 公司的Spect re 软件,工艺库采用江苏无锡上华公司的0.6μm 标准CMOS 工艺.仿真中,将温度在-50～+195℃范围内进行直流扫描,考虑了管子(T T )、电阻(FF )、电容(SS )3种模型的工艺角情况1对基准源电路进行温度特性的直流扫描,其输出波形如图3所示.根据仿真曲线,可以计算出V ref 的温度系数α约等于1.632×10-5℃-1,比较于文[4]在-40～+85℃内温度系数达到2.9×10-5℃-1的设计结果,其温度特性相对优越.3.2 输入电压直流扫描在27℃时,于4.5～6.5V 范围内对输入电源电压进行直流扫描,获得带隙基准电压V ref 变化曲线,如图4所示.从图4可看出,全电压范围内V ref 的变化为0.8mV ,比一般带隙扫描输出基准范围变化在几毫伏到十几毫伏要精确得多.从仿真波形可计算出,V ref 的电压调整率为4.0×10-4. 图3 带隙基准电压随温度变化的曲线 图4 带隙基准电压随V dd 变化的曲线 Fig.3 Variation of bandgap reference Fig.4 Variation of bandgap referencevoltage with temperature voltage with V dd3.3 电源抑制比基准源电源抑制比(PSRR )仿真曲线,如图5所示.从图5可以看出,低频时的电源抑制比(r PSR )相对较高,可以达到-70dB ,比文[5]中的设计增加一倍;随着工作频率的升高,电源抑制比也随之下降;当频率达到100M Hz 后,电源抑制比(r PSR )下降到0dB ,而传统带隙基准源在10M Hz 左右电源抑制比就降为0dB.3.4 启动特性将输入电源设置成脉冲源,观察输入电源从0V 突变到5V 时电路的启动情况,V ref 的波形如图6所示1从图6的仿真结果可看出,大约50μs 后电路正常工作.图5 电源抑制比仿真曲线 图6 V ref 的启动波形Fig.5 Simulation curve of PSRR Fig.6 Startup curve of V ref4 版图设计模拟电路的版图设计对电路性能的影响很大,故设计中要特别注意器件的匹配及布局布线的合理性[6].整个版图的设计是基于江苏无锡上华公司的两层多晶硅两层金属CMOS (CSMC6S06DPDM )工962第3期 梁爱梅,等:电流镜型二次曲率补偿的带隙基准源设计艺.最小尺寸为0.6μm ,工作电压为5V.4.1 MOS 晶体管CSMC6S06DPDM 采用的是普通结构MOS 管,个别宽长比较大的MOS 开关管选用叉指状的结构.在启动电路中,有一个宽1.5μm ,长604μm 的小宽长比MOS 管,其版图如图7所示.由于该MOS 管的宽长比非常小,因此采用将有源区进行折叠的办法来增大其长度,多晶硅栅覆盖整个有源区的折叠区域.在计算MOS 管宽长比时,拐角处的有效长度可以近似为直栅部分的长度的一半.4.2 电阻集成电路中电阻误差很大,因此要使R 1和R 2,R 3和R 4尽可能相等,以提高电阻比(式(6)中R 1/R 3或R 2/R 4)的实现精度1在绘制版图时,采用等比例复制方法,使用全相同电阻条图形,以并联和串联的方法来实现所要求的阻值1相邻电阻条的连接采用金属互联,不使用拐角,避免转角误差,可将工艺误差控制在最小限度.同时,在电阻周围加上了Dummy 电阻,以减少环境的影响,增强电阻匹配性.分析工艺可知,多晶硅2(高阻)的相对精度高,方块电阻值(1k Ω)大小合适,而且温度、电压对电阻值的影响也最小1因此,选用它来实现设计中的电阻,其结构如图8所示.图8中,高阻挡层是用来阻挡对多晶硅2层的离子注入(调整方块电阻,使之减小),从而实现高阻的多晶硅2层电阻.图7 小宽长比MOS 管版图 图8 多晶硅2电阻结构Fig.7 Layout of MOS with small width and long ratio Fig.8 Structure of poly 2resistor 4.3 PNP 晶体管在版图设计中,使用了一种衬底PN P 管.它采用衬底作为集电极区,N 阱作为基区,并利用N 阱中的P +注入区作为发射极区,如图9所示.电路中用于实现温度补偿的关键器件是PN P 晶体管和电阻.在电路设计中提到,带隙基准源电路需要两个面积比8∶1的衬底PN P 管.在设计版图的时候,如果纯粹将面积较大的那个管子面积设计中另外一个管子的8倍,显然会带来很大的工艺偏差.因此在具体绘制版图的时候,先设计好面积较小的那个PN P 管,然后使用8个这样的管子并联形成面积较大的那个PN P 管1这样就能把工艺带来的偏差变小,以保持它们之间面积8∶1的比例关系.4.4 总的电路版图及后仿真图10为总的电路版图,其尺寸为200μm ×300μm.由于P +注入较浅,只能对表面附近传播的噪声进行吸收.为了隔离噪声,保证输出基准电压的稳定,在带隙基准电压源的版图外围,除了加上P +注入保护环外,还在P +注入保护环的外面再加一圈接正电源的N阱保护环,以进一步抑制噪声,如图10中的粗线框内所示.图9 衬底PN P 管的版图 图10 带隙基准的版图 Fig.9 Layout of vertical PN P Fig.10 Layout of bandgap reference voltage版图设计完成后,可通过提取寄生参数对电路进行仿真1其温度和电压的稳定性曲线,如图11所示.从图11可看出,两种仿真结果的曲线几乎重合,说明版图设计比较合理,具有很好的实用性.072华侨大学学报(自然科学版) 2010年 (a )温度特性 (b )电压特性图11 带隙基准前后仿真对比Fig.11 Contrast of previous simulation and post simulation5 结束语随着CMOS 工艺的不断发展,器件尺寸的逐渐减小,小尺寸效应日益突出.共源共栅电流镜可很好地抑制短沟道效应的影响,改善电路的高频特性,等比例缩小电路器件尺寸,减小版图面积.因此,若用于低压小尺寸工艺,只需要改进低压偏置电路,就具有很好的实用价值.参考文献:[1] B EHZAD R.模拟COMS 集成电路设计[M ].陈贵灿,等译.西安:西安交通大学出版社,2002.[2] 凌朝东,曾德友,李国刚,等.铅酸蓄电池充电与保护集成电路的设计[J ].华侨大学学报:自然科学版,2008,29(3):3382341.[3] BL AUSCHILD R A ,TUCCI P A ,MULL ER R S ,et al.A new NMOS temperature stable voltage reference [J ].IEEE Journal of Solid 2State Circuit ,1978,13(12):7672774.[4] 应建华,彭颖,陈嘉.一种BICMOS 带隙基准电压源的设计[J ].华中科技大学学报:自然科学版,2006,34(3):65267.[5] 王新亚,解光军.一种高精度曲率补偿CMOS 带隙基准的设计[J ].合肥工业大学学报:自然科学版,2007,30(12):170221704.[6] HASTIN GS A ,HASTIN GS R A.The art of analog layout [M ].New J ersey :Prentice Hall ,2001.Design of a B andgap Voltage R eference B ased a CurrentMirror with Curvature 2CompensatedL IAN G Ai 2mei 1,2,L IN G Chao 2dong 1,2(1.College of Information Science and Engineering ,Huaqiao University ,Quanzhou 362021,China ;2.Key Laboratory of ANSIC and System ,Xiamen 361008,China )Abstract : To improve the temperature coefficient ,adjusting rate of voltage and power supply rejection ratio of bandgap voltage reference ,a novel circuit using the current 2replication technique is designed in 0.6μm CMOS process.The pres 2ented circuit is simple ,and has good performance on startup.Furthermore ,this circuit can work well in a wide tempera 2ture range and exhibits good flexibility and stability output of voltage.All these features are satisfied the requirement of analog integrated circuit.The simulation results show that the temperature coefficient is 1.632×10-5℃-1with tempera 2ture changed f rom -50℃to +195℃,the power supply rejection ratio can achieve -70dB ,and the adjusting rate of voltage is 4.0×10-4with the supply voltage in the rage of 4.5～6.5V.All these results are obtained at three different process corners (T T ,FF ,SS ).K eyw ords : bandgap reference ;curvature 2compensated ;temperature coefficient ;power supply rejection ratio(责任编辑:鲁斌 英文审校:吴逢铁)172第3期 梁爱梅,等:电流镜型二次曲率补偿的带隙基准源设计。
