lcl型逆变器电容电流闭环_概述及解释说明

LCL滤波三电平并网逆变器有源阻尼控制关键字：LCL滤波三电平逆变器1 引言随着能源枯竭和环境污染问题的曰益严峻，各国对绿色能源的渴求越来越紧迫，使得光伏并网系统得到了空前发展。

并网逆变器作为连接电池板与电网的核心设备，不仅要完成直流到交流的电能转换，而且要满足各电网公司对并网电能质量提出的要求，其中对电流谐波分量及总谐波畸变率的规定相对严苛。

然而，并网逆变器通常采用高频PWM的电流源控制，会导致并网电流中含有高次谐波。

由于LCL滤波器较L滤波器对高频谐波有更好的衰减特性，因此在光伏并网系统中得到广泛应用。

2 原理与设计2．1 LCL滤波三电平并网逆变器图1为基于LCL滤波的二极管箝位型三电平并网逆变器拓扑结构。

由于在桥臂相电压中含有3个电平，故可输出比传统两电平拓扑更平滑的线电压波形，从而在相同滤波电感量下可得到谐波含量更小的并网电流。

在三电平并网逆变器拓扑中，逆变桥通过LCL滤波器连接到电网，使高频谐波分量衰减更快，进一步改善并网电流质量。

2．2 LCL滤波器有源阻尼控制根据理论分析，可得网侧电流与逆变器桥臂电压函数关系的波特图见图2。

LCL滤波器参数：Ls=1．5 mH，Lt=2 mH，C=25μF；L滤波器参数：L=3．5 mH。

可见，LCL滤波器较L滤波器有更好的高频衰减特性，但却存在谐振问题，会使谐振点附近谐波含量增加，严重时将造成系统不稳定。

为了抑制LCL滤波器的谐振，在工程中通常给电容支路上串联或并联一定值的电阻，利用电阻的阻尼作用来稳定系统。

这种方法简单可靠，不用改变算法，但由于阻尼电阻损耗的存在，会使系统效率有所下降。

另一种方法是通过算法来抑制谐振的有源阻尼控制，如在控制闭环中采用虚拟电阻、超前滞后环节、双带通滤波器、电容支路电压高频分量、遗传算法、虚拟阻尼功率等方法亦可达到抑制效果，并且不会引起系统额外的损耗。

由于虚拟电阻有源阻尼控制法物理意义明确，易于实现，因此得到了一些应用。

lcl逆变器电感电流反馈一、LCL逆变器概述LCL逆变器是一种常用的电力电子设备，它通过将直流电源转换为交流电源来驱动电机或其他负载。

LCL逆变器的核心结构包括三个主要组成部分：逆变器开关、电感和电容。

逆变器开关用于控制电流的流向和大小，电感和电容则用于调节输出电压的频率和幅值。

二、电感电流反馈原理在LCL逆变器中，电感电流反馈是一种重要的控制策略，它通过采样电感电流并将其反馈到控制电路中，以实现对输出电流的精确控制。

电感电流反馈的原理基于法拉第电磁感应定律，当电流通过电感时，会产生一个磁场，这个磁场会在电感器中产生一个感应电动势，从而阻碍电流的变化。

三、电感电流采样在LCL逆变器中，电感电流采样是通过电流传感器来实现的。

电流传感器通常采用霍尔效应传感器或分流电阻等方案。

霍尔效应传感器是一种基于霍尔效应的磁敏元件，它能够测量磁场的大小并输出相应的电压信号。

分流电阻则是将电流通过一个精密电阻转换成电压信号，然后传递给控制电路。

四、电感电流反馈控制电感电流反馈控制主要包括两个部分：电流内环控制和电压外环控制。

电流内环控制主要负责快速响应负载电流的变化，以实现对输出电流的精确控制。

电压外环控制则主要负责调节输出电压的幅值和频率，以满足负载的需求。

五、电感电流反馈的优势电感电流反馈在LCL逆变器中具有以下优势：1．精确控制：通过采样电感电流并将其反馈到控制电路中，可以实现输出电流的精确控制。

2．快速响应：由于电感电流反馈具有快速的响应速度，因此可以实现对负载电流的快速响应和调节。

3．稳定性好：通过合理的控制策略设计，可以保证LCL逆变器的稳定性，提高系统的可靠性。

4．降低谐波干扰：通过电感电流反馈，可以有效地降低逆变器输出电流中的谐波成分，提高输出电流的质量。

5．延长使用寿命：由于电感电流反馈可以实现对负载电流的精确控制，因此可以降低电机等负载的磨损和发热，延长其使用寿命。

六、电感电流反馈的应用场景电感电流反馈在LCL逆变器中具有广泛的应用场景，主要包括：1．电机驱动：LCL逆变器可以通过电感电流反馈实现对电机转速和转矩的精确控制，适用于各种类型的电机驱动应用场景。

lcl逆变器电容电压前馈-回复【LCL逆变器电容电压前馈】是一种电力电子装置中常用的控制技术。

它主要用于提高逆变器的输出性能，减小输出电流的谐波含量，保护电容器，并提高整个系统的稳定性。

本文将逐步介绍LCL逆变器的基本原理、电容电压前馈技术的工作原理及其应用。

一、LCL逆变器的基本原理LCL逆变器是由三相桥式逆变器和LCL滤波器组成。

它的基本原理是将直流电源的电流经过桥式逆变器变换为交流电压，然后再通过LCL滤波器将输出电压进行滤波，达到输出纹波小、电流谐波小的效果。

LCL滤波器由LCL三要素组成，即电感、电容和电感，它们连接在逆变器和负载之间。

电感主要起到限制电流变化速度的作用，电容则用于储存电能和平滑电压，电感则起到限制高频电流的作用。

通过调节电感和电容的参数，可以达到不同的滤波效果。

二、电容电压前馈技术的工作原理电容电压前馈技术是一种对LCL滤波器中的电容进行电压补偿的方法。

它通过测量滤波器中电容的电压，得到电容电流的信息，进而通过输出电流和电容电流之间的比例关系，实现对滤波器中电容电压的前馈控制。

具体来说，电容电压前馈技术主要包括以下几个步骤：1.测量电容电压：通过传感器或电压测量器对滤波器中电容的电压进行实时测量。

2.计算电容电流：根据电容电压的测量值和电容的参数，计算得到滤波器中电容的电流。

3.计算前馈电流：根据滤波器的参数和设计要求，计算得到滤波器中应该注入的前馈电流。

4.与逆变器输出电流相减：将前馈电流与逆变器的输出电流相减，得到最终的控制电流。

通过电容电压前馈技术，可以有效地抑制滤波器中的电容电压波动，减小谐波含量，并提高整个逆变器系统的稳定性。

三、电容电压前馈技术的应用电容电压前馈技术在实际应用中具有广泛的应用前景。

它可以应用于各种需要电力电子转换的领域，如新能源发电、工业自动化等。

以新能源发电为例，如光伏发电系统中，直流电能通过逆变器转换为交流电能，然后再注入到电网中。

由于光伏发电系统具有不稳定性和波动性，所以需要通过LCL逆变器来实现电能的稳定输出。

LCL型并网逆变器电流控制稳定性分析-电气论文LCL型并网逆变器电流控制稳定性分析成林俞1，刘红2，文丹丹1（1.温州大学电气数字化设计技术浙江省工程实验室，浙江温州325035；2.浙江埃菲生能源科技有限公司，浙江温州325032）摘要：在LCL型光伏并网逆变器中，电流控制器的比例控制系数设计不合理易造成系统不稳定，甚至损坏逆变器。

对采用逆变侧电感电流反馈的LCL 型三相光伏并网逆变器进行数学建模，运用Routh?Hurwitz稳定性判据基于系统离散化模型进行稳定性分析，可求得比例控制系数的精确范围。

分析逆变侧电感、滤波电容以及网侧电感的取值与比例控制系数的关系，探讨滤波电感和电容的取值对系统稳定性的影响。

通过Matlab仿真及在50 kW光伏逆变器实验平台上进行测试，验证了所进行的稳定性分析的正确性。

关键词：逆变器；电流控制器；稳定性判据；比例控制中图分类号：TN710?34；TM464 文献标识码：A 文章编号：1004?373X（2015）16?0141?04收稿日期：2015?03?24基金工程：国家自然科学基金资助工程（51207112）0 引言人类社会的快速发展使能源消耗量剧增，石油等不可再生能源的日益枯竭引起全球各界的担忧。

石油、煤等化石能源燃烧排放出大量的二氧化碳、二氧化硫等气体引起温室效应、酸雨等环境问题，对人类的生存和发展构成严重的威胁。

发展新能源已经成为全球能源变革的大趋势。

太阳能是人类可利用的最丰富的清洁能源而得到世界各个国家的重视，我国先后实施“金太阳示范工程”和颁布一系列政策支持分布式光伏发电，大力推动了光伏产业的发展。

逆变器作为光伏并网系统的核心，其控制技术是整个并网系统的重点。

电流谐波含量是逆变器并网技术规范中的一项重要指标，在并网逆变器中一般采用适当的输出滤波器抑制并网电流谐波含量。

L 滤波器的体积大且滤波效果不理想，LCL 滤波器减小了体积且对高频电流谐波分量有更强的抑制能力而得到广泛的应用[1?4]。

第27卷㊀第11期2023年11月㊀电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报Electri c ㊀Machines ㊀and ㊀Control㊀Vol.27No.11Nov.2023㊀㊀㊀㊀㊀㊀弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法杨明1,㊀杨杰1,㊀赵铁英1,㊀郑晨2,㊀韦延方1(1.河南理工大学电气工程与自动化学院,河南焦作454003;2.河南省电力公司电力科学研究院,河南郑州450052)摘㊀要:LCL 型并网逆变器采用电容电流反馈有源阻尼在弱电网下进行并网电流控制时,如果系统环路谐振频率高于1/6的采样频率,数字控制延时会导致并网逆变器在较宽范围变化的电网阻抗影响下鲁棒性较差甚至失稳㊂通过分析指出,电容电流反馈有源阻尼环路可等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗Z eq (s ),表现出的负阻特性是造成系统失稳的主要原因㊂鉴于此,提出一种采用负一阶惯性环节进行电容电流反馈有源阻尼的鲁棒性方法,在电容电流阻尼环路中引入惯性环节,利用频率稳定性分析对所提方法进行详细论述,并给出相关参数的设计过程㊂理论分析表明,该方法可保证Z eq (s )在LCL 滤波器谐振频率有效范围内始终处于正阻特性范围,不仅提高系统的稳定裕度,并网系统的谐波谐振也得到抑制㊂此外,该方法具有较好的灵活性,当采用电容电压反馈有源阻尼控制并进行锁相时,可节省一组电流传感器的使用㊂最后,通过实验验证了所提方法的有效性㊂关键词:电容电流反馈有源阻尼;数字控制延时;谐波谐振;负一阶惯性环节;电容电压反馈有源阻尼DOI :10.15938/j.emc.2023.11.013中图分类号:TM464文献标志码:A文章编号:1007-449X(2023)11-0125-13㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀收稿日期:2021-11-26基金项目:国家自然科学基金(U1804143,61703144);河南理工大学青年骨干教师资助计划(2020XQG -18);河南省矿山电力电子装置与控制创新型科技团队基金(CXTD2017085)作者简介:杨㊀明(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为新能源并网发电技术㊁电能质量控制;杨㊀杰(1997 ),男,硕士研究生,研究方向为并网逆变器的稳定性控制技术;赵铁英(1977 ),女,博士,研究方向为电力系统状态监控及故障限流;郑㊀晨(1990 ),男,博士,研究方向为光伏并网发电系统稳定性分析等;韦延方(1982 ),男,博士,副教授,研究方向为电力系统及其新型输配电的分析和控制㊂通信作者:杨㊀杰Robust CCFAD method for suppressing harmonic resonance ofLCL grid-connected inverter in weak gridYANG Ming 1,㊀YANG Jie 1,㊀ZHAO Tieying 1,㊀ZHENG Chen 2,㊀WEI Yanfang 1(1.School of Electrical Engineering and Automation,Henan Polytechnic University,Jiaozuo 454003,China;2.State Grid Henan Electric Power Research Institute,Zhengzhou 450052,China)Abstract :LCL filter grid connected inverter adopts capacitive current feedback active damping for net-work access control under weak current network.When the system resonance frequency is higher than1/6of the sampling frequency,the digital control delay will lead to poor robustness and even instability of grid connected inverter under the influence of wide-range varying grid impedance.Through analysis,it ispointed out that the capacitive current feedback active damping method is equivalent to the virtual imped-ance Z eq (s )connected in parallel at both ends of the filter capacitor,and the system instability is mainlycaused by the negative resistance characteristic of Z eq (s ).A robust method was proposed by using nega-tive first-order inertia link for capacitive current feedback active damping.The inertia link was introduced into the capacitive current damping loop,and the frequency stability analysis method was used to discuss it in detail,and the design process of related parameters was further given.Theoretical analysis shows that this method can ensure that Z eq(s)is always in the range of positive resistance characteristics within the effective range of the resonance frequency of the LCL filter,which not only improves the stability mar-gin of the system,but also suppresses the harmonic resonance of the grid-connected system.In addition, this method has better flexibility.If capacitive voltage feedback active damping control is used and phase-locked,the use of a set of current sensors is saved.Finally,effectiveness of the proposed method is veri-fied through experiments.Keywords:capacitive current feedback active damping;digital control delay;harmonic resonance;nega-tive first-order inertia link;capacitive voltage feedback active damping0㊀引㊀言LCL型并网逆变器是连接可再生能源发电单元与电网的关键接口设备,用来将直流电能转化为高质量的交流电能并馈入电网,其性能优劣对入网电能质量具有重要影响[1-2]㊂然而,LCL滤波器是一个欠阻尼三阶系统,其固有的谐振尖峰易引发控制系统失稳[3]㊂通常,对谐振尖峰的阻尼方式可分为无源阻尼与有源阻尼两种㊂其中,无源阻尼是在滤波器的滤波元件两端并联或串联无源电阻器,该方式具有可靠性强㊁实现简单等优点,但会产生不同程度的功率损耗,而在滤波电容两端串联无源电阻器因其功率损耗较小被广泛应用[4]㊂为进一步减小无源阻尼带来的功率损耗,可将无源阻尼方式通过反馈控制相应的电流或电压状态变量进行等效实现,便产生了有源阻尼方式,其中,电容电流比例有源阻尼方式不会改变滤波器在低频域和高频域的幅频衰减特性,被大范围推广使用,这与电容两端并联电阻的无源阻尼方式是等效的[5-8]㊂然而,随着数字控制技术的发展,数字控制延时将对并网逆变器控制系统的稳定性运行产生威胁㊂一般,系统常采用不对称规则采样方式进行脉冲宽度调制,会引入1.5拍的等效控制延时[9]㊂此时,电容电流有源比例有源阻尼回路等效为并联在滤波电容两端的虚拟阻抗,控制延时的存在导致该虚拟阻抗在一定频域范围内呈现负阻特性,造成并网逆变器对弱电网下较宽范围变化的电网阻抗鲁棒性较差[10]㊂当系统稳定裕度降低时,电网电压中含有的背景谐波电压将在并网电流中得到放大,甚至引发谐波谐振,劣化入网电能质量,严重威胁并网系统的稳定运行㊂目前,针对数字控制延时导致系统失稳的问题,已有诸多学者从不同角度加以分析并提出相应的解决方法,主要分为两类:1)改变传统采样方式,减小数字控制延时㊂例如:双采样模式实时运算方法[11]㊁及时采样方法[12]㊁基于过采样的控制方法[13]等减小数字控制延时的举措,可有效改善并网逆变器的稳定性,然而,不同采样方式的实现依赖于高精度的处理设备,增加处理器的运行复杂度,并不利于大规模应用㊂2)改变传统电容电流比例有源阻尼方式,通过引入具有相位超前环节对控制延时导致的相位滞后进行补偿[14-18]㊂但相位超前环节往往具有微分特性,即该环节传递函数分子部分的阶数大于等于分母部分的阶数,钳制了该方式实现的灵活性㊂综上所述,已有的改善数字控制延时引发并网逆变器稳定性降低的方法,在实现简单化和灵活性上仍有欠缺㊂鉴于此,本文提出一种利用负一阶惯性环节电容电流反馈有源阻尼(capacitive-current-feedback-active-damping,CCFAD)鲁棒性方法,该方法可有效扩大阻尼环路等效虚拟阻抗的正阻范围,极大地提高并网逆变器对电网阻抗的鲁棒性,并网系统谐波谐振亦得到抑制㊂此外,该方法具有较好的灵活性,仅通过反馈控制电容电压状态变量,即可实现滤波器的有源阻尼及锁相并网的功能,节省一组电流传感器的使用,降低并网逆变器的硬件成本㊂1㊀LCL型并网逆变器CCFAD控制模型建立㊀㊀图1为CCFAD双闭环LCL型并网逆变器总体控制结构图㊂图1中:V dc为直流侧电压;C dc为直流侧电容;V PCC和V g分别代表公共并网点(point of621电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀common coupling,PCC)电压与电网电压;逆变器机侧电感L 1㊁网侧电感L 2和滤波电容C 组成LCL 滤波器;i c 和i 2分别为电容电流与网侧电流;H i1为电容电流有源阻尼系数;H i2为网侧电流反馈系数;通常,电网阻抗呈阻感特性,但阻性分量有利于并网系统的稳定性,因此本文仅考虑电网阻抗为纯感抗的最恶劣工况,L g 代表电网等效电感;i ref 为参考电流信号,由给定参考幅值I ref 与锁相环(phase locked-loop,PLL)输出V PCC 相位信息sin θ相乘获得;G c (s )代表准比例谐振(quasi-proportional resonance,QPR)电流控制器的传递函数,表达式为G c (s )=K p +2K r ωi ss 2+2ωi s +ω20㊂(1)式中:K p 为比例系数;K r 为谐振系数;ω0ʈ314rad /s 为电网电压基波角频率;ωi 代表谐振宽度,为适应电网基频(1ʃ5%)ω0的波动,通常选取ωi =3.14㊂图1㊀LCL 型并网逆变器CCFAD 控制结构图Fig.1㊀CCFAD control structure diagram of LCL typegrid-connected inverter根据图1所示总体控制结构图,可以得到如图2所示的LCL 型并网逆变器系统结构图㊂图2中,K pwm =V dc /V tri 代表逆变桥等效增益(V tri 为脉冲宽度调制过程中的三角载波幅值);等效电感L T =L 2+L g ㊂为避免开关噪声对控制系统的影响,并网逆变器常采用不对称规则采样进行数字控制,其采样频率f s 为开关频率f sw 的2倍,这将引入1拍的计算延时与0.5拍的调制延时㊂G d (s )代表数字控制延时在s 域中的等效传递函数,常近似表示为G d (s )=1T s 1-e -sT s se -sT sʈe -1.5sT s ㊂(2)式中T s 代表采样周期㊂图2㊀LCL 型并网逆变器CCFAD 系统结构图Fig.2㊀CCFAD system structure diagram of LCL typegrid-connected inverter根据图1可以推导出i ref (s )到i 2(s )的开环传递函数T 0(s ),其表达式为T 0(s )=H i2G c (s )K pwmsL 1L T CG d (s )s 2+sH i1K pwm G d (s )L 1+2πf r ()2㊂(3)式中f r 代表LCL 滤波器的谐振频率,表示为f r =(L 1+L T )/(L 1L T C )2π㊂(4)为便于后续分析,本文以一台3kW 的单相LCL 型并网逆变器为例,主电路参数见表1㊂需要说明的是,电流控制器G c (s )仅对开环系统在基频附近的特性产生影响,本文主要分析数字控制延时与电网阻抗交互作用下在高频域对控制系统稳定性的影响,因此后续不考虑电流控制器(G c (s )=1)的作用㊂表1㊀并网逆变器主电路参数Table 1㊀Circuit parameters of grid-connected inverter1.1㊀传统CCFAD 控制的稳定性分析对图2进行等效变换,得到如图3(a)所示的系统结构图㊂由此可见,CCFAD 环路等效为并联在滤波电容支路两端的虚拟阻抗Z eq (s ),等效电路模型如图3(b)所示,其表示为Z eq (s )=R A e 1.5T s s ㊂(5)式中R A =L 1/(CK pwm H i1)不考虑数字控制延时(G d (s )=1)的情况下,Z eq (s )为纯电阻R A ,等效为滤波电容并联电阻的无721第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法源阻尼方式;数字控制延时的引入,Z eq (s )变成一个与频率相关的虚拟阻抗,势必会对控制系统的稳定性造成影响㊂图3㊀并网逆变器的等效模型Fig.3㊀Equivalent model of grid-connected inverter令s =j ω并代入式(5)得到Z eq (j ω),将其等效为虚拟电阻R eq (ω)与虚拟电抗X eq (ω)的并联形式,即Z eq (j ω)=R eq (ω)//j X eq (ω),R eq (ω)与X eq (ω)的表达式分别为:R eq (2πf )=R A /cos(3πT s f );X eq(2πf )=R A/sin(3πT sf )㊂}(6)根据式(6),如图4给出了R eq (ω)与X eq (ω)的频率特性曲线㊂观察图4可见,R eq (ω)在频域(0,f s /6)与(f s /6,f s /2)范围内分别呈现出正阻和负阻特性,分界频率为f s /6;X eq (ω)在频域(0,f s /3)与(f s /3,f s /2)范围内分别呈现出感抗和容抗特性,分界频率为f s /3㊂其中R eq (ω)与系统谐振尖峰的阻尼密切相关,而X eq (ω)会等效改变滤波电容的容值,造成系统谐振频率f r ᶄ偏离LCL 滤波器谐振频率f r ㊂文献[10]表明,T 0(s )存在一对右半平面极点与R eq (ω)在f ᶄr 处呈负阻特性是等价的㊂图4㊀R eq (ω)与X eq (ω)的频率特性曲线Fig.4㊀Frequency characteristic curve of R eq (ω)andX eq (ω)通常,为有效滤除网侧电流中的谐波分量,LCL滤波器谐振频率一般要求f r ɤf s /4㊂如图5所示,给出了开环传递函数T 0(s )的伯德图㊂从图5可以看出,当f s /6<f r ɤf s /4时,T 0(s )的相位曲线分别在f s /6与f r 处产生一次负穿越和一次正穿越,由于X eq (ω)呈感性,故f ᶄr >f r ㊂为保证并网系统闭环稳定,根据奈奎斯特稳定性判据,需使负穿越失效而正穿越有效㊂然而,电网阻抗的变化导致f r 向f s /6偏移,当f r =f s /6时,虚拟电阻R eq (ω)无穷大,这意味着断路,此时系统始终无法保持稳定㊂图5㊀开环传递函数T 0(s )的伯德图Fig.5㊀Bode diagram of T 0(s )分别记T 0(s )在f s /6和f r 处对应的幅值裕度为GM 1㊁GM 2,通过式(3)可以推导出二者的表达式为:GM 1=-20lgH i2K pwm(2πf s /6)L 1L T C [(2πf r )2-(2πf s /6)2+(2πf s /6)H i1K pwm /L 1]{};(7)GM 2=-20lgH i2L1H i1(L 1+L T)[]㊂(8)由此可以绘制出GM 1㊁GM 2关于L g 的变化曲线,如图6所示㊂从图6可以看出,GM 1随着L g 的增加逐渐减小,而GM 2随着L g 的增加逐渐增大,并且GM 1关于L g 的变化速率高于GM 2关于L g 的变化速率,即在L g 变化过程中GM 1率先为0dB㊂令GM 1=0dB,根据式(7)易推导出使系统处于临界稳定状态时L g 的值为L gm =H i2K pwm /(2πf s /6)-L 11+(2πf s /6)H i1K pwm C -(2πf s /6)2L 1C-L 2㊂(9)由此可见,当LCL 滤波器谐振频率f s /6<f r ɤf s /4时,在数字控制延时与电网阻抗的交互影响下,系统满足闭环稳定的条件较为苛刻,且无法适应较821电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀宽范围变化的电网阻抗,并网逆变器控制系统鲁棒性极差㊂图6㊀GM 1㊁GM 2关于L g 的变化曲线Fig.6㊀Curve of GM 1and GM 2with respect to L g1.2㊀并网系统的谐波谐振分析实际上,网侧电流包括激励参考电流产生的响应分量,还含有扰动电网电压产生的响应分量,由于参考电流具有较好的正弦度,因此在系统稳定性良好的情况下,使网侧电流发生畸变的主要原因是电网电压的扰动作用㊂根据图2可以推导出V g (s )到i 2(s )的扰动闭环传递函数Y (s ),表达式为Y (s )=i 2(s )V g (s )=-1sL g +H i2G x1(s )+1/G x2(s )㊂(10)其中:G x1(s )=K pwm G d (s )s 2L 1C +sCH i1K pwm G d (s )+1;(11)G x2(s )=s 2L 1C +sCH i1K pwm G d (s )+1s 3L 1L 2C +s 2L 2CH i1K pwm G d (s )+s (L 1+L 2)㊂(12)将s =j ω代入式(10),并进行简化可得|Y (j2πf )|=1R e1R e2+I m1I m2R2e2+I 2m2()2+2πfLg+R e2I m1-R e1I m2R 2e2+I 2m2()2㊂(13)其中:R e1=[H i2-(2πf )2L 2CH i1]K pwm cos(3πT s f );R e2=1-(2πf )2L 1C +2πfCH i1K pwm sin(3πT s f );I m1=2πf (L 1+L 2)-(2πf )3L 1L 2C +[(2πf )2L 2CH i1-H i2]K pwm sin(3πT s f );I m2=2πfCH i1K pwm cos(3πT s f )㊂üþýïïïïïïï(14)令L g =L gm ,将式(9)代入式(13),可以得到在频率f =f s /6处有1/|Y (j2πf )|=0成立,意味着当电网阻抗L g =L gm 时,电网电压在频率f s /6处的背景谐波将得到无限放大,这被称为并网系统的谐波谐振㊂根据式(13)可以绘制出|Y(j2πf )|关于变量L g ㊁f 的函数图像,如图7所示㊂观察图7可知,随着L g 的增加,|Y (j2πf )|的谐振尖峰逐渐向f s /6发生偏移,并且谐振程度逐渐加深,电网电压背景谐波将得到放大,此时网侧电流发生严重畸变㊂图7㊀|Y (j2πf )|关于L g ㊁f 的变化曲线Fig.7㊀Curve of |Y (j2πf )|with respect to L g and f为了验证|Y (j2πf )|对电网电压背景谐波的放大作用,在电网电压V g 中分别注入微量60~80频次谐波电压,其大小为基波幅值的0.25%,并网逆变器在不同电网阻抗条件下的网侧电流仿真波形如图8所示㊂从图8可以看出,随着L g 的增加,网侧电流质量逐渐劣化,对其进行快速傅里叶变换分析(fast Fourier transform,FFT)可见,谐波含量亦有所增大,并且谐波频次放大现象逐渐向低频域发生偏移,这与前述理论分析吻合㊂图8㊀传统CCFAD 方法网侧电流仿真波形Fig.8㊀Grid-side current simulation waveform of tradi-tional CCFAD method921第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法2㊀鲁棒性CCFAD 方法根据第二节分析可知,并网逆变器采用传统电容电流比例有源阻尼方法工作时,随着L g 的增加系统稳定裕度逐渐降低,同时电网电压中的背景谐波将被放大,易引发谐波谐振现象进而劣化并网电能质量㊂鉴于此,本节提出一种鲁棒性CCFAD 方法,可有效提高控制系统在弱电网下的稳定裕度,增强并网逆变器对电网阻抗的适应能力㊂图9给出了所提方法的系统结构图,其中H (s )的传递函数表达式为H (s )=-Ks +2πf n㊂(15)式中:K 为比例系数;f n 代表转折频率㊂图9㊀鲁棒性CCFAD 的系统结构图Fig.9㊀Robust CCFAD system structure diagram根据图9,可以得到所提方法的系统开环传递函数T 1(s )表达式,为T 1(s )=H i2G c (s )K pwmsL 1L T CG d (s )s 2+sH (s )K pwm G d(s )L 1+(2πf r )2㊂(16)2.1㊀鲁棒性CCFAD 的等效虚拟阻抗将式(5)中的H i1替换为H (s ),即可得鲁棒性CCFAD 方法并联在滤波电容支路两端的等效虚拟阻抗Z eq1(s )表达式,为Z eq1(s )=-L 1(s +2πf n )CKK pwm G d (s )㊂(17)同样地,将s =j ω代入式(17)得到Z eq1(j ω)=R eq1(ω)//X eq1(ω),其等效并联虚拟电阻R eq1(ω)与虚拟电抗X eq1(ω)分别为:R eq1(2πf )=-2πL 1CKK pwm f 2n+f2f n cos(3πT s f )-f sin(3πT s f );X eq1(2πf )=-2πL 1CKK pwm f 2n +f2f cos(3πT s f )+f n sin(3πT s f )㊂üþýïïïï(18)根据式(18)可知,K 值与虚拟阻抗Z eq1(j ω)的幅值有关,而R eq1(ω)和X eq1(ω)的特性分界频率仅由f n 决定㊂图10给出了R eq1(ω)与X eq1(ω)在奈奎斯特频率(f s /2)范围内关于f n 的特性曲线㊂从图10可以看出,R eq1(ω)存在两个分界频率,在频域(0,f R1)㊁(f R2,f s /2)范围内均表现为负阻特性,而在频域(f R1,f R2)范围内为正阻特性,并且0<f R1<f s /6㊁f s /3<f R2<f s /2,随着f n 的增加f R1与f R2逐渐向高频域发生偏移;X eq1(ω)仅存在一个分界频率,在频域(0,f X )㊁(f X ,f s /2)范围内分别表现为容抗特性与感抗特性,同样地,随着f n 的增加f X 亦逐渐向高频域发生偏移,并且f s /6<f X <f s /3㊂图10㊀R eq1(2πf )与X eq1(2πf )的频率特性曲线Fig.10㊀Frequency characteristic curve of R eq1(ω)and X eq1(ω)因此,为保证在系统谐振频率f ᶄr 变化范围内虚拟电阻R eq1(ω)均表现为正阻特性,需满足f R1ɤf r1㊂其中f r1为L g 趋于无穷大时LCL 滤波器的谐振频率,其值由式(4)获得㊂根据式(18)可求得f n 为f n =f R1tan(3πT s f R1)ɤf r1tan(3πT s f r1)㊂(19)2.2㊀参数设计将式(16)改写为T 1(s )=H i2G c (s )s 2L T C G (s )1+H (s )G (s )=H i2G c (s )s 2L T Cψ(s )㊂(20)其中G (s )=sK pwm G d (s )L 1[s 2+(2πf r )2]㊂(21)根据式(20)可知,ψ(s )等效为前向增益G (s ),反馈增益为H (s )的闭环负反馈系统,其开环传递函数为φ(s )=G (s )H (s )㊂因此,T 1(s )不包含右半平面极点与ψ(s )闭环稳定是等价的㊂将式(17)代入031电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀φ(s ),得φ(s )=sCZ eq1(s )[s 2+(2πf r )2]㊂(22)图11㊀开环传递函数φ(s )的伯德图Fig.11㊀Bode diagram of φ(s )由式(22)可见,φ(s )的相位曲线分别在f R1与f R2处各产生一次穿越,记幅值裕度分别为GM R1㊁GM R2,其伯德图如图11所示㊂GM R1与GM R2分别表示为:GM R1=-20lgf R1KK pwm(2π)2f 2n +f 2R1(f 2r -f 2R1);(23)GM R2=-20lgf R2KK pwm(2π)2f 2n+f 2R2(f2R2-f 2r)㊂(24)由于φ(s )不包含右半平面极点,为保证ψ(s )闭环稳定,需满足GM R1>0dB 且GM R2>0dB㊂根据式(23)㊁式(24)可知,GM R1是关于L g 的减函数,而GM R2是关于L g 的增函数,故在L g 变化过程中,仅需满足GM R1>0dB 即可保证ψ(s )闭环稳定,由式(23)可得K =(2π)2f 2n +f 2R1(f 2r -f 2R1)f R1K pwm10-GMR120㊂(25)将式(19)代入式(25),得K <(2π)2(f 2r1-f 2R1)f R1K pwm cos(3πT s f R1)㊂(26)如图12阴影部分所示,给出了f R1与K 的可取区域㊂显然,在频域(0,f r1)范围内,K 是关于f R1的单调减函数㊂由于K 值会改变虚拟电阻R eq1(ω)的幅值大小,势必影响系统谐振尖峰的阻尼效果㊂因此,为便于设计电流控制器,可适当选取较小的f R1,以此获得较大范围K 值,增强系统谐振尖峰的阻尼效果㊂图12㊀f R1与K 的可取区域Fig.12㊀Desirable area of f R1and K此外,滤波电容支路为高次谐波提供了低阻抗通路,导致电容电流中含有大量高次谐波电流,为提高脉冲宽度调制的可靠性,可选取分界频率f R1=325Hz,利用H (s )的低通幅频特性滤除谐波电流,通过(19)可求得f n =50Hz,此时0<K <898.88㊂事实上,电网阻抗不可能无穷大,并网逆变器接入电网时,电网强弱可由交流系统短路容量比(short-circuit ratio,SCR)来评定,并网逆变器需要在SCR ȡ10的复杂工况下稳定运行,因此本文考虑L g 的变化范围为0到2.6mH(SCR =10)㊂由于电网阻抗不利于系统稳定性,如图13所示,给出了T 1(s )在L g =2.6mH 时的伯德图㊂从图13可以看出,随着K 值增加,系统谐振尖峰阻尼效果越来越显著,并且开环截止频率随着K 值的增加而提高㊂因此,为了增强阻尼效果且提高系统带宽,可选取K =898㊂显然,T 1(s )不含右半平面极点,根据奈奎斯特稳定性判据,需使一次负穿越失效,才能够保证并网逆变器控制系统闭环稳定㊂此时易设计网侧电流反馈系数H i2=0.0447,QPR 电流控制器的参数为K p =1㊁K r =40[19]㊂图13㊀开环传递函数T 1(s )的伯德图Fig.13㊀Bode diagram of T 1(s )131第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法根据前述参数设计,如图14所示,给出了鲁棒性CCFAD 方法的开环传递函数T 1(s )伯德图㊂从图14可以看出,当电网电感分别为L g =0㊁1.3㊁2.6mH 时,系统的稳定裕度分别为PM =66ʎ㊁62.7ʎ㊁60.1ʎ,GM =8.06㊁4.75㊁4.24dB,此时系统具有较强的稳定性,并网逆变器对弱电网适应能力得到极大地提高㊂图14㊀补偿后T 1(s )的伯德图Fig.14㊀Bode diagram of T 1(s )after compensation为避免在L g 变化过程中,系统可能出现局部失稳现象,如图15所示,给出了系统闭环主导极点根轨迹㊂其中,延时环节采用三阶Pade 近似进行线性化处理[20]㊂图15㊀CCFAD 方法的主导极点根轨迹Fig.15㊀Dominant pole root locus of CCFAD method从图15可以看出,随着L g 的增加,传统电容电流比例有源阻尼方法的闭环主导极点逐渐向虚轴靠近,直至出现右半平面极点,并网逆变器失稳;然而,鲁棒性CCFAD 方法在L g 变化过程中,系统闭环主导极点始终处于左半平面,系统稳定性得到保证㊂同理,将式(7)中的H i 1替换为H (s ),如图16所示给出了在所提方法下,|Y (j2πf )|关于变量L g ㊁f的函数图像㊂比较图7和图16可以看到,所提鲁棒性CCFAD 方法在L g 较宽范围变化时,并网系统对电网电压背景谐波具有极强的抑制作用,并且随着L g 的增加,谐振程度逐渐变弱,避免了谐波谐振现象的发生㊂由此可见,所提方法不仅提高了并网系统在数字控制延时与电网阻抗交互作用下的稳定性,还增强了电网电压背景谐波抑制效果,有效改善并网电能质量㊂图16㊀所提方法下|Y (j2πf )|关于L g ㊁f 的变化曲线Fig.16㊀Change curve of |Y (j2πf )|with respect to L gand f under the proposed method与图8类似,在电网电压V g 中分别注入微量60~80频次谐波电压,此时谐波大小为基波幅值的0.5%,并网逆变器在不同电网阻抗条件下的网侧电流仿真波形如图17所示㊂图17㊀鲁棒性CCFAD 方法网侧电流仿真波形Fig.17㊀Grid-side current simulation waveform of ro-bust CCFAD method231电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀从图17可以看出,并网逆变器在所提鲁棒性CCFAD 方法下运行时,电网电压背景谐波得到抑制,并且随着L g 的增加,网侧电流谐波含量亦逐渐降低,并网系统在适应弱电网能力提升的同时,具有较好的并网电能质量㊂2.3㊀鲁棒性CVFAD 方法及其PF 校正LCL 型并网逆变器采用传统CCFAD 方法及鲁棒性CCFAD 方法进行电能变换时,需要使用三组传感器分别采集电容电流i c ㊁网侧电流i 2以及并网点电压V PCC 的信息㊂为了降低并网逆变器的硬件成本并增强设备可靠性,所提鲁棒性CCFAD 方法可转换为电容电压反馈有源阻尼(capacitive-voltage-feedback-active-damping,CVFAD)控制,系统结构图如图18所示㊂其中,有源阻尼环节H 1(s )=sCH (s )㊂此时,可通过采集电容电压信息进行锁相,减少了一组电流传感器的使用㊂然而,并网逆变器将处于非单位功率因数(power factor,PF)并网,为提高电能利用率,需要对并网功率因数进行校正㊂图18㊀鲁棒性CVFAD 方法的系统结构图Fig.18㊀System structure diagram of robust CVFADmethod需要说明的是,逆变器接入电网的并网功率因数测定是在公共并网点进行的,因此在分析并网系统PF 时可以忽略电网阻抗的存在㊂图19为LCL 滤波器的电路模型,以网侧电流i 2为参考向量,由于采用电容电压V c 锁相,则电容电压与网侧电流同相位㊂根据基尔霍夫电压定律(Kirchhoff s voltage law,KVL),如图20给出了V c 和V PCC 的矢量关系图㊂图19㊀LCL 滤波器电路模型Fig.19㊀Circuit model of LCLfilter图20㊀LCL 滤波器矢量关系图Fig.20㊀Vector diagram of LCL filter由图20可以求得V PCC 与V c 的相位差为γ=actanω0L 2I 2V c㊂(27)式中I 2和V c 分别代表网侧电流与电容电压的基频有效值,可通过电流㊁电压传感器采集的信息进行求取㊂由此可见,相位差γ是造成逆变器无法单位功率因数并网的原因㊂为减少并网点处的无功功率,应对功率因数进行校正㊂如图21所示,给出了传统前置二阶广义积分器(second-order generalized inte-grator,SOGI)的同步旋转坐标系锁相环(synchronous reference frame PLL,SRF-PLL)原理示意图㊂显然,根据图20和图21可知,电容电压的相位信息θ0超前并网点电压γ,为保证并网逆变器单位功率因数并网,实际参考电流的相位信息应为θ=θ0-γ,PF 校正如图21所示㊂图21㊀锁相环原理示意图Fig.21㊀Schematic diagram of phase-locked loop principle3㊀实验验证本文采用Rtuit 公司开发的实时数字控制器RTU-BOX204控制平台,搭建了如图1所示的3kW 单相LCL 型并网逆变器实验样机,主电路参数与表1一致,对所提鲁棒性CCFAD 方法进行实验验证,具体实验结构图如图22所示㊂其中,DCPS8022数字控制直流电源可提供400V ˑ20A 的输出功率,电流和电压霍尔传感器分别采用ACS712与LV25P,开关管选用两个二单元的IGBT 模块2MBI75VA,开关管驱动采用大功率IGBT 驱动模块TX-DA962,示波器采用泰克Tektronix MDO3014示波器100MHz 四通道混合域㊂331第11期杨㊀明等:弱电网下抑制谐波谐振的LCL 型并网逆变器鲁棒性CCFAD 方法图22㊀单相LCL型并网逆变器实验结构图Fig.22㊀Experimental structure diagram of single-phase LCL grid-connected inverter3.1㊀鲁棒性CCFAD方法的实验结果为验证所提鲁棒性CCFAD方法的有效性,本节给出相应的实验结果,此时仍采用并网点电压进行锁相㊂如图23所示,给出了并网逆变器运行在传统电容电流比例反馈有源阻尼控制下的网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形㊂可以看出,当电网电感L g=0.2mH时,并网逆变器的网侧电流质量已然较差,测得网侧电流总谐波畸变率(total harmonic distortion,THD)的值为4.65%;然而,随着L g增加至0.3mH,此时开环系统稳定裕度较低,电网电压中含有的背景谐波得到相应的放大,网侧电流与并网点电压波形发生明显畸变,并网电能质量较差,此时网侧电流与并网点电压的THD值分别达到了62.35%和20.83%,无法满足相应的并网要求(网侧电流THD<5%)㊂这与前述理论分析相吻合㊂图23㊀传统CCFAD方法下的并网实验波形Fig.23㊀Grid-connected experimental waveform under traditional CCFAD method当并网逆变器在所提鲁棒性CCFAD方法下运行时,网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形如图24所示㊂显然,并网系统分别在L g=0㊁1.3㊁2.6mH条件下均具有良好的入网电能质量,测得的相应网侧电流THD值均小于4%,验证了所提方法可显著提高并网逆变器对弱电网的适应能力,系统鲁棒性得到增强㊂此外,图25给出了网侧电流跳变的动态实验波形㊂从图25可以看出,当设置参考电流进行满载/半载动态跳变的情况时,网侧电流在跳变瞬间出现短暂的调节过程,但很快进入稳态,系统具有良好的动态性能㊂图24㊀鲁棒性CCFAD方法下的并网实验波形(V PCC锁相) Fig.24㊀Grid-connected experimental waveform under robust CCFAD method3.2㊀鲁棒性CVFAD方法的实验结果为验证所提方法的灵活性,本节给出了鲁棒性CVFAD方法相应的实验结果,此时仍采用并网点电压进行锁相㊂分别设置电网电感L g=0㊁1.3㊁2.6mH,当并网逆变器采用鲁棒性CVFAD进行并网运行时,其网侧电流i2和并网点电压V PCC的稳态实验波形如图26所示㊂431电㊀机㊀与㊀控㊀制㊀学㊀报㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀㊀第27卷㊀。

lcl逆变器电感电流反馈LCL逆变器电感电流反馈LCL逆变器是一种常见的电力电子设备，广泛应用于电力系统中。

在LCL逆变器中，电感电流反馈是一个重要的控制策略，可用于提高逆变器的性能和稳定性。

电感电流反馈是指将逆变器的电感电流作为反馈信号，通过控制电感电流来改变逆变器的输出电压。

电感电流反馈可以实现对逆变器输出电压的精确控制，提高逆变器的响应速度和稳定性。

在LCL逆变器中，电感电流反馈的原理是利用电感器感应电感电流，并将其转化为电压信号，通过控制电压信号来调节逆变器的输出电压。

电感电流反馈可以实现对逆变器输出电压的精确控制，使其满足所需的电压波形。

电感电流反馈在LCL逆变器中的应用主要有两个方面。

首先，它可以用于实现对逆变器输出电压的闭环控制。

通过监测电感电流，可以对逆变器的输出电压进行实时调整，使其保持在设定值范围内。

其次，电感电流反馈还可以用于实现对逆变器的保护功能。

当电感电流超过一定阈值时，可以通过控制逆变器的工作状态来保护逆变器和电力系统的安全运行。

在LCL逆变器中，电感电流反馈的设计和实现需要考虑多个因素。

首先，需要选择合适的电感器，以确保能够准确感应电感电流。

其次，需要设计合适的电路来将电感电流转化为电压信号，并进行放大和滤波处理。

最后，需要实现合适的控制算法来根据电压信号调节逆变器的输出电压。

在实际应用中，电感电流反馈在LCL逆变器中起着重要的作用。

它可以提高逆变器的性能和稳定性，使其能够更好地适应电力系统的需求。

同时，电感电流反馈也可以帮助保护逆变器和电力系统的安全运行。

LCL逆变器电感电流反馈是一种重要的控制策略，可以提高逆变器的性能和稳定性。

通过监测和控制电感电流，可以实现对逆变器输出电压的精确控制，并保护逆变器和电力系统的安全运行。

电感电流反馈在LCL逆变器中的应用有着广泛的前景和重要的意义。

LCL型单相光伏并网逆变器控制策略的研究一、本文概述随着全球能源危机和环境问题的日益严重，可再生能源的利用和开发受到了越来越多的关注。

其中，太阳能光伏发电作为一种清洁、可再生的能源形式，具有广阔的应用前景。

单相光伏并网逆变器作为太阳能光伏发电系统的核心设备之一，其控制策略的研究对于提高光伏发电系统的效率和稳定性具有重要意义。

本文旨在研究LCL型单相光伏并网逆变器的控制策略，以期在提升逆变器性能、优化系统运行方面取得突破。

本文将介绍LCL型单相光伏并网逆变器的基本结构和工作原理，为后续控制策略的研究奠定基础。

本文将重点分析LCL型逆变器的控制策略，包括最大功率点跟踪（MPPT）控制、并网电流控制、无功功率控制等。

在此基础上，本文将探讨如何通过优化控制策略，提高逆变器的效率和稳定性，实现光伏发电系统的优化运行。

本文还将对LCL型单相光伏并网逆变器的并网电流质量、电网适应性等关键问题进行深入研究。

通过理论分析和实验验证，本文将提出一种有效的控制策略，以提高逆变器的并网电流质量，增强其对电网的适应性。

本文将总结研究成果，并对未来的研究方向进行展望。

通过本文的研究，期望能为LCL型单相光伏并网逆变器的控制策略优化提供理论支持和实践指导，推动光伏发电技术的持续发展。

二、LCL型单相光伏并网逆变器的基本原理LCL型单相光伏并网逆变器是一种高效、可靠的电力转换设备，其核心功能是将光伏电池板产生的直流电能转换为交流电能，并使其与电网的电压和频率同步，从而实现对电网的并网供电。

这种逆变器的主要组成部分包括光伏电池板、直流侧电容、LCL滤波器、功率变换器以及控制系统。

在LCL型单相光伏并网逆变器中，LCL滤波器发挥着至关重要的作用。

它由两个电感（L）和一个电容（C）组成，能够有效地滤除功率变换器产生的谐波，提高并网电流的质量。

LCL滤波器的设计需要综合考虑滤波效果、系统成本以及动态响应能力等因素。

功率变换器是逆变器的核心部件，负责将直流电能转换为交流电能。

基于双闭环电流控制的LCL型单相并网逆变器戴剑丰1，赵晋斌1，苏军21上海电力学院电气工程学院2重庆巫山供电有限责任公司Email: zhaojinbin@摘要：并网逆变器采用LCL型输出滤波器具有输出电流谐波小、体积小等优势。

但是，LCL滤波器为无阻尼三阶系统，易发生谐振问题。

本文采用并网电流和电容电流双闭环控制策略对并网电流进行直接控制，较传统的并网电流单环控制而言，采用电容电流闭环，相当于引入虚拟阻抗来增加系统阻尼，从而抑制了谐振，增加了系统的稳定性。

对提出的策略进行系统建模，深入分析了提出策略的控制器参数对系统稳定性的影响。

最后仿真结果表明，该策略可有效抑制进网电流谐振，并且具有较高的入网电流功率因数和良好的稳态性能。

关键词：并网逆变器；LCL滤波器；谐振；电流双闭环；稳定性Single-phase Grid-connected Inverter Using LCL Filter Based on Dual-loop Current ControlDai Jianfeng1, Zhao Jinbin1, Su Jun21Electric Power Engineering,Shanghai University of Electrical Power 2 Chongqing Wushan County Power Supply Co., Ltd.Email: zhaojinbin@Abstract:Grid-connected inverter with LCL filter has advantage of small current harmonic and small sizer.However,LCL filter is a third order system without damping and easy to resonate.This paper proposed dual-loop control strategy with grid current and capacitor current feedback,which equal to introduce virtual impedance to increase the system damping compared with the traditional grid current only control,so it eliminate resonance and improved system stability.The system modeling based on proposed control strategy was presented to analyze the influence of controller parameters on its stability.At last the simulation result illustrate that the strategy can effectively restrained the resonance of grid current,a high in-grid power factor and good steady-state performance also are achieved.Keywords:grid-connected inverter;LCL filter; resonance; current dual-loop;stability1 引言近年，在寻找克服世界能源危机的方法中，风力和光伏等分布式发电系统受到越来越多的关注[1]。

LCL并网逆变器双闭环控制策略及其参数设计梁毅;谢运祥;关远鹏【摘要】LCL滤波器广泛应用于并网逆变器中,但弱电网下电网阻抗的波动和数字控制器的延时均可能使逆变器失稳,逆变器侧电流较大的高频谐波也会影响逆变器的使用寿命.本文基于双电流闭环控制的逆变器提出一种完备的参数设计方案.首先建立系统在数字控制下的精确模型,根据劳斯判据确定控制参数的取值范围,然后对有源阻尼特性进行分析从而确定反馈系数K的最佳取值.最后采用系统简化模型计算具体的控制参数,在保证精度的同时降低了计算过程的复杂性.实验结果表明所设计的控制器使并网逆变器具有更好的动态和稳态特性.【期刊名称】《电工电能新技术》【年(卷),期】2019(038)004【总页数】9页(P30-38)【关键词】LCL并网逆变器;逆变器侧电流反馈;控制延时;有源阻尼;控制参数【作者】梁毅;谢运祥;关远鹏【作者单位】华南理工大学电力学院,广东广州510640;华南理工大学电力学院,广东广州510640;华南理工大学电力学院,广东广州510640【正文语种】中文【中图分类】TM461 引言在世界能源枯竭的背景下，大量的太阳能、风能等可再生能源的应用成为一种必然的趋势。

并网逆变器是可再生能源发电系统与电网之间的能量传递装置[1-4]。

为降低入网电流的总谐波畸变率(Total Harmonic Distortion，THD)，通常选择在逆变器与电网间加入LCL滤波器。

但LCL滤波器是一个三阶系统，其频率响应在谐振频率处存在谐振尖峰，会使系统发生震荡，增大了逆变器的控制难度，并引入网侧电压谐波干扰，降低了系统的稳定性。

如何阻尼LCL滤波器的谐振尖峰成为并网逆变器的研究热点之一。

无源阻尼结构简单，只需要在滤波电感或电容支路中串联或并联合适的电阻即可实现对谐振的抑制[5]。

但由于加入电路的电阻造成大量的能量损耗，故该方法逐渐被有源阻尼的方法取代[6]。

有源阻尼的实现方法主要有状态变量反馈法、状态观测器法和陷波器法三种。

lcl电容电流补偿法
LCL电容电流补偿法是一种用于电力系统无功补偿的方法。

它通过在电源侧串联一个电容器，形成一个LCL电路，用以补偿系统的无功功率。

L代表线路感抗，C代表电容，L代表线路感抗。

在正常运行时，电源侧的电压和电流的相位差为零，系统无功功率为零。

当系统中存在感性负载时，电流滞后电压，造成系统的无功功率增加。

为了补偿这部分无功功率，可以通过在电源侧串联一个电容器来提前电流相位，达到补偿的目的。

LCL电容电流补偿法的原理是利用电容器的电流滞后电压的特性，使电压和电流的相位差为零，从而消除系统中的无功功率。

通过适当选择电容器的容值和电感器的感抗，可以实现对系统无功功率的补偿。

LCL电容电流补偿法优点是补偿效果好，补偿精度高，可实现较大容量的无功补偿。

缺点是具有一定的谐振特性，需要特殊的控制和保护措施。

同时，该方法对电源侧电力质量要求较高，需要保证电源侧电压的稳定性和波形质量。

总之，LCL电容电流补偿法是一种有效的电力系统无功补偿方法，可以提高系统的功率因数，改善电力质量。

三相四线制逆变器 lcl 电容电流谐波抑制下载提示：该文档是本店铺精心编制而成的，希望大家下载后，能够帮助大家解决实际问题。

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lcl逆变器电容电压前馈
LCL逆变器电容电压前馈是一种在LCL型逆变器中使用的控制策略，旨在改善逆变器输出电流的质量和稳定性。

LCL型逆变器通常由滤波电感、电容和逆变器桥臂组成。

其主要作用是将直流电能转换为交流电能，并通过滤波电路减少电网侧的谐波和噪声。

在LCL型逆变器中，电容电压前馈是一种用于控制逆变器输出电流的技术。

它通过测量电容电压，并与设定值进行比较，产生一个补偿信号。

这个补偿信号会根据电容电压的变化来调整逆变器桥臂的控制信号，以实现对电容电流的精确控制。

电容电压前馈可以提高系统的响应速度和稳定性，减小电容电压的波动，降低谐波水平，并增强对负载变化的适应能力。

它还可以有效地抑制逆变器输出电流中的谐波成分，并改善逆变器的功率因数。

LCL逆变器电容电压前馈是一种用于优化逆变器输出电流质量和稳定性的控制策略，可以提高逆变器系统的性能和可靠性。