实验七 全差分运放的仿真方法

差分放大电路仿真一、实验目的1.掌握差动放大电路对放大器性能的影响。

2.学习差动放大器静态工作点、电压放大倍数、输入电阻、输出电阻的仿真方法。

3.学习掌握Multisim交流分析4.学会开关元件的使用二、实验原理图3.2-1是差动放大器的基本结构。

它由两个元件参数相同的基本共发射放大电路组成。

当开关K 拨向左边时，构成典型的差动放大器。

调零电位器RP用来调节VT1、VT2管的静态工作点，使得输入信号Ui＝0时，双端输出电压Uo＝0。

R E为两管共用的发射极电阻，它对差模信号无负反馈作用，因而不影响差模电压放大倍数，但对共模信号有较强的负反馈作用，故可以有效地抑制零漂，稳定静态工作点。

图3.2-1 差动放大器原理电路在设计时，选择VT1、VT2特性完全相同，相应的电阻也完全一致，调节电位器RP的位置置50％处，则当输入电压等于零时，UCQ1= UCQ2，即Uo＝0。

双击图中万用表XMM1、XMM2、XMM3分别显示出UCQ1、、UCQ2、Uo电压，其显示结果如图3.2-2所示。

（a）UCQ1显示结果（b）Uo显示结果（c）UCQ2显示结果图3.2-2 UCQ1、、UCQ2、Uo显示结果三、虚礼实验仪器及器材双踪示波器信号发生器交流毫伏表数字万用表四、实验内容与步骤1. 差动放大器的静态工作点分析 典型差动放大器电路静态工作点EBEEE E R U U I -≈（认为UB1＝UB2≈0），E C2C1I 21I I ==恒流源差动放大器电路静态工作点E1BEEE CC 212E3C3R U )U (U R R R I I -++≈≈，C3C1C1I 21I I == （1）按下图3.2-3输入电路图3.2-3（2）调节放大器零点把开关S1和S2闭合，S3打在最左端，启动仿真，调节滑动变阻器的阻值，使得万用表的数据为0（尽量接近0，如果不好调节，可以减小滑动变阻器的Increment 值）。

（3）直流分析启动直流分析，将测量结果填入下表：2. 差模电压放大倍数和共模电压放大倍数 （1）测量差模电压放大倍数当差动放大器的发射极电阻R E 足够大，或采用恒流源电路时，差模电压放大倍数Ad 由输出端方式决定，而与输入方式无关。

差分放大电路的分析与仿真摘要：差分放大电路是模拟电路学习中常用到的放大电路，其抑制零点飘移的良好电气特性，使它经常被用作多级放大电路的输入级。

本文通过对差分电路的静态及动态分析及仿真，让学生能够对差分放大电路有深入的了解。

关键词：零点漂移；差分放大；仿真分析中图分类号：TP311 文献标识码：A 文章编号：1009-3044（2018）09-0246-011 引言当今世界之所以能称之为智能化的时代，是由于各种智能化的设备得到了普及，而这些智能化设备之所以能够智能化，离不开功能各异的各种传感器，而这些传感器所采集到的电信号一般都很微弱，同时这些微弱的电信号往往不是周期性的，所以对这些信号进行放大处理时，需要采用直接耦合放大电路进行放大，所谓直接耦合即输入信号引入放大电路及放大电路与其负载的连接都是靠导线直接连接，因此直接耦合连接方式有很好的低频特性同时又很容易做成集成电路。

直接耦合放大电路虽然有以上几大优势，但普通的直接耦合放大电路存在零点漂移现象，所谓“零点漂移”，就是当输入信号为零时面输入信号不为零。

差分放大电路是一种直接耦合放大电路，差分电路本身具有良好的电气对称性，使其对模性号有很强的抑制作用，所以能有效地抑制零点漂移现象的发生。

2 差分放大电路抑制温漂的原理分析零点漂移现象的产生，其原因有很多，但最为主要的原因还是晶体管受到外部温度变化所引起的静态工作点的波动，所以零点漂移也常被称为温度漂移，简称温漂。

那差分放大电路是如何做到抑制温漂的呢？图1所示电路为长尾差分放大电路，当两端的输入信号电压uI1=uI2=0时，也就是电路处于完全的直流分量控制静态状态，因为T1与T2管的电气特性完全相同，其外接电阻参数也都相同，那么就有集电极对地电位UCQ1=UCQ2的结果，所以静态时的输出电压UO=0。

如果外界温度升高了，ICQ1和ICQ2也会同时增大，而且其增大幅度完全相同，从而导致两个集电极电阻上的压降出现等值幅度的增大，进而使UCQ1和UCQ2同时等值幅度变小，所以输出UO=UCQ1CUCQ2=0保持不变。

差分放大电路仿真
双端输入双端输出差分放大电路模型：
双端输入双端输出差分放大电路的调零和静态工作点求解：
XMM1和XMM2的电压都为6.398V，输出电压为零。

双端输入双端输出时静态工作点如下图所示，Ib=4.975uA，Ie=1.13mA，Vcq=6.398V。

双端输入单端输出时的静态工作点：
Ib=5.197uA, Ie=1.13mA，Vcq1=6.398V，Vcq2=2.169V。

对比上图的静态工作点可知，XMM2的静态工作点基本不变，但XMM1的静态工作点变化较大，计算公式可参照模电书上的静态工作点计算公式，经计算和实际的仿真结果非常接近。

VCC’=VCC*R6/(R1+R6)=12*5/(10+5)=4V，Rc’=R1//R6=10*5/(10+5)=3.33，Ieq1=（VCC-Ubeq1）/2R11=(12-0.7)/2/10=0.565mA，Vcq1=Vcc’-Ieq1*Rc’=4-0.565*3.33=2.11167V,基本和仿真结果相同。

双端输入双端输出差分放大电路差分放大倍数：
输入电压Ui=7.071mV，输出电压Uo=124.194，Aod=Uo/Ui=17.56
把R3和R4减小为510Ω后，放大倍数如下图所示：放大倍数为26.28。

共模放大倍数：
下图测量的是差分放大电路对共模信号的放大作用，Ui=7.071mV，输出电压为6.935nV，对共模信号有很强的抑制作用
把R11改为一个由三极管组成的恒流源：
Uo=55.676pV，相对于加10KΩ的电阻R11，能更好的抑制共模信号，能模电书上的公式和结论吻合。

运放的仿真与分析1.基本仿真流程(1)电路仿真界面：进入UNIX系统，按键“Ctrl+t”出现下图窗口：图1输入“icfb&”回车后出现下图窗口。

图2注：有关镜像的操作：图2中选择“Library Path Editor”出现下图窗口:图3左栏为文件名，右栏为路径；或者打开文件cds.lib 按下图编写文件图4图5File→New→Library(opam)→(New)Cell View进入电路图编辑界面，画相应的放大器电路，如下图图6(2)调用相关器件器件的调用操作：按快捷键“i”，选择library，以及相应的器件（nmos，pmos，res，cap等）注：模型名要与模型库中的相应名称相同。

打开模型库的.scs文件，查看模型名和器件的基本参数（,,t V ）：ox th// Models included in this release ://// Model Name Description// ----------- ----------------------------------------------------------------------// nmos_1p8 BSIM3v3 model for thin-gate (1.8V) NMOS transistor// pmos_1p8 BSIM3v3 model for thin-gate (1.8V) PMOS transistor// nmos_3p3 BSIM3v3 model for thick-gate (3.3V) NMOS transistor// pmos_3p3 BSIM3v3 model for thick-gate (3.3V) PMOS transistor// nmos_1p8_nat BSIM3v3 model for thin-gate (1.8V) Native NMOS transistor// nmos_3p3_nat BSIM3v3 model for thick-gate (3.3V) Native NMOS transistorsection nmos_1p8_tmodel nmos_1p8 bsim3v3 {0: type=n+ lmin=1.8e-007 lmax=3.5e-007 wmin=2.2e-007………………………………………………………….+ xw=0 tox=3.5e-009 toxm=3.5e-009…………………………………………………+ xpart=0 vth0=0.39851301 lvth0=1.1573677e-008…………………………………………………..+ cdscd=0 cit=0.0017786 u0=0.035597185………………………………….//***************************************************************************** section pmos_1p8_tmodel pmos_1p8 bsim3v3 { 0: type=p+ lmin=1.8e-007 lmax=3.5e-007 wmin=2.2e-007………………………………………………….+ xl=0 xw=0 tox=3.5554e-009…………………………………………….+ cgdo=3.051e-010 xpart=0 vth0=-0.39889023…………………………………………..+ u0=0.0078211697 lu0=1.2538533e-010 wu0=5.1065658e-010…………..…………………………….注：在sim.scs 文件中没有表示沟道调制效应的参数λ，因而需要测量计算： 修正后的漏电流为 2()(1)D n GS T DS i K v V v λ=-+图7如图可求出λ。

差分放大电路仿真分析差分放大电路是集成运算放大器的主要单元电路之一，它具有很强的抑制零点漂移的能力。

作为集成运算放大器的输入级，差分放大电路几乎完全决定着集成运算放大器的差模输入特性、共模抑制特性、输入失调特性和噪声特性。

差分放大电路经由两个参数完全相同的晶体管组成，电路结构对称。

电路具有两个输入端和两个输出端，因此差分放大电路具有四种形式：单端输入单端输出、单端输入双端输出、双端输入单端输出以及双端输入双端输出。

实验内容：一、理想差分放大电路1、绘制电路图启动Capture CIS程序，新建工程，利用Capture CIS绘图软件，绘制如下的电路原理图。

双击正弦电压源VS+的图标，在弹出的窗口中设置AC为10mV，DC为0V，VOFF为0，V AMPL为10m，VFREQ1kHz。

VS-的设置除AC为-10mV 外，其余均与VS+同。

2、直流工作点分析选择Spice | New Simulation Profile功能选项或单击按钮，打开New Simulation对话框，在Name文本框中输入Bias，单击Create按钮，弹出Simulation Settings-Bias对话框，设置如下：保存设置，启动PSpice A/D仿真程序，调出PSpice A/D窗口，可以在PSpice A/D窗口中选择View | OutPut Filse功能菜单选项，查看输出文件。

在Capture CIS窗口中，单击I 、V按钮，此时电路图中显示电路的静态工作电压与电流值，如下图：3、双端输入是的基本特性上面的电路是双端输入的形式，可以利用上面的电路来分析双端输入时的电路特性。

将分析类型设为交流扫描分析AC Sweep。

选择PSpice | New SimulationProfile功能选项或单击按钮，打开New Simulation对话框，在Name文本框中输入AC，单击Create按钮，弹出Simulation Settings-AC对话框，设置如下：启动PSpice A/D仿真程序，显示空的PSpice A/D窗口，选择Trace | Add Trace命令，在Add Trace窗口中设置如下图，即观察单端输出时的电压增益：V(OUT1)/ (V(VS+:+)-V(Vs-:+))。

两级CMOS全差分运算放大器的设计和仿真 (2)1、软件的安装 (2)1.1 Cadence orcad的安装 (2)1.2 Hspice的安装 (2)1.3Cosmos Scope的安装 (2)2、实验要求 (2)3、电路图手工计算 (3)3.1 运放主结构计算 (3)3.2 偏置电路 (5)3.3 共模反馈电路 (7)4、使用Orcad绘制电路图 (7)5、电路仿真 (11)6、仿真结果查看 (13)7、其他性能参数的仿真 (15)两级CMOS全差分运算放大器的设计和仿真1、软件的安装在该试验中要用到三个软件，分别为Cadence orcad（绘制电路图与网表提取工具），Hspice （电路仿真工具）和Cosmos Scope（仿真结果查看工具）。

所有用到的软件安装程序均放在D盘EDA文件夹中。

1.1 Cadence orcad的安装打开D盘中的\eda\OrCad9.23，点击Setup.exe，点击下一步，到输入Install Code步骤，打开Crack文件夹中的Install.tex文件，将Orcad Capture后面的码复制到Install Code里，然后点击下一步。

直至安装完毕。

1.2 Hspice的安装打开D盘eda\hspice_vA-2008.03，点击Hspice的安装程序进行安装，均点击下一步，直至安装结束。

然后将该文件夹中的hspice2008.lic文件拷贝到C:\synopsys\Hspice_A-2008.03下。

右键点击电脑桌面我的电脑/属性/高级/环境变量/系统变量（如果只想让管理员用，则是administrator的用户变量）/新建/变量名lm_license_file 变量值就是license文件的路径，/hspice2008.lic，也就是变量值为C:\synopsys\Hspice_A-2008.03\hspice2008.lic 然后确定。

1.3Cosmos Scope的安装打开D盘eda\cosmos2007\HSpice_CosmosScope_Z-2007.03-SP1_win，点击安装程序进行安装。

西工大CMOS实验课8全差分运放的仿真方法一．Gm-Id 曲线仿真1.给定NMOS的宽长W=10um，L=0.5um，采用cis018.l库中model，仿真得到NMOS管的gm-Id曲线。

衬底电位0.仿真图如下：gm-Id曲线2.给定PMOS的宽长W=10um，L=0.5um，采用cis018.l库中model，仿真得到PMOS管的gm-Id曲线。

衬底电位3.3V。

仿真图如下：gm-Id曲线二．如图所示电路，采用cis018.l 库中model 设计 A VDD=1.65V ，A VSS=-1.65V VDDM=0，IDMP1=500uA IDMN1=IDMN2=50uA 问题：限制条件：Cin ≥5pF 1、写出正确的网表。

2、如何确定静态工作点？3、此电路如何实现将电流信号转换成电压信号？如何保证电路正常工作？4、仿真开环增益解：NOMS 的过驱动电压取0.3V ，PMOS 的过驱动电压取0.4V ，阈值电压均取0.7V ，因为()2n 21TH GS ox D V V L W C I -??=μ 50uA500uA 583.3,434.19-9e 9.314-e 85.8DMN2DMN1DMP1r o ro ===-=-=====I I I e C e C t t C ox P ox n ox oxox μμεεεε解得3.161633.91,29.8210321=?=??? ??=???=??? ??=??? ??=?MP MP MN MN MN MN L W L W L W L W L W L W ，1、网表如下：MP2 1 VB1 A VDD A VDD PCH3 L=1E-6 W=16.3E-6MN1 1 VB1 2 0 NCH3 L=1E-6 W=8.29E-6MP1 2 IN VDDM A VDD PCH3 L=1E-6 W=163E-6 M=40MN0 2 VB2 A VSS 0 NCH3 L=1E-6 W=91E-6MN2 A VDD 1 OUT 0 NCH3 L=1E-6 W=8.29E-6MN3 OUT VB3 A VSS 0 NCH3 L=1E-6 W=8.29E-6Cin如下：maximum nodal capacitance= 2.111E-11 on node0:vddmnodal capacitance tablenode = cap node =cap node=cap+0:1 = 95.3783f 0:2 = 5.6510p 0:avdd =14.5071p+0:avss = 509.1362f0:in=19.2273p 0:out=25.1917f+0:vb1 = 108.7357f 0:vb2= 390.2403f 0:vb3 = 34.5431f+0:vddm = 21.1067p2、确定静态工作点：通过改变Vin,观察V out的变化element 0:mp1 0:mn1 0:mn0 0:mp2 0:mn2 0:mn3 model 0:pch3.3 0:nch3.7 0:nch3.3 0:pch3.3 0:nch3.7 0:nch3.7 region Saturati Saturati Saturati Linear Saturati Saturatiid -482.1061u 72.3275u 554.4338u -72.6294u 86.6833u 86.6833u ibs 2.9120f -14.9024a -8.93E-20 8.78E-21 -14.9024a -1.50E-20 ibd 30.7536p -301.8432n -140.2780a 21.1317a -476.3502p -82.6879p vgs -1.5 1.2387 1.04 -1.65 1.6363 1.1 vds -1.239 2.7881 411.2525m -100.6906m 1.737 1.563vbs 1.65 -411.2525m 0 0 -1.563 0vth -1.38 997.1848m 823.4621m -706.0486m 1.3736 821.4963m vdsat -145.3641m 213.8544m 187.6576m -721.3657m 247.5361m 225.6300m vod -120.2468m 241.5627m 216.5379m -943.9514m 262.7101m 278.5037m beta 51.6352m 2.6402m 27.0295m 896.2115u 2.5508m 2.6651m gam eff 653.5583m 1.0839 1.0797 772.6100m 1.1167 1.0687 gm 5.7594m 488.1844u 4.1722m 68.2283u 532.9764u 517.9321u gds 6.1575u2.1537u 75.1740u 667.9622u3.0704u 1.7918u gmb 2.0017m 185.4162u 1.9434m 45.4014u 143.6472u 238.8658u cdtot 1.1392p4.1679f 51.4698f 36.6034f 4.1499f 4.5961f cgtot5.3266p 9.9288f 100.0161f 25.9245f 9.8013f 10.0505f cstot6.3843p 13.3144f 141.6930f 35.8585f 12.0378f 14.3840f cbtot 3.1052p 9.8270f 116.9513f 26.8457f 8.3305f 11.3597f cgs 4.7420p7.4805f 74.7973f 14.9395f 7.5125f 7.5479f cgd 387.1155f 1.4315f 14.5701f 11.8539f 1.4226f 1.4347f3、通过改变从端口VDDM输入的电流值，可以改变流过MN1中的电流，从而改变MN2的栅极电压，实现了改变输出电压的目的。

差分一运放电流串联负反馈的理论计算与仿真分析摘要构建了直接耦合方式下的差分一运放电流串联负反馈放大电路，根据多级放大器增益的计算方法，计算了基本放大器的电压增益，进而得互导增益。

另外采用微变等效电路方法，求解电路方程得到了反馈放大器的互导增益，两者满足负反馈放大电路中的基本关系。

同时，启用仿真软件EWB，基本放大器和反馈放大器的仿真结果与理论计算一致。

关键词负反馈；差分一运放放大电路；EWB1 引言伴随计算仿真技术迅速发展，可将实际电子元器件采用理想模型替代，这极大方便了电路分析和设计。

采用方框图分析法，可以解决不满足深度负反馈条件下的负反馈放大电路，但有些文献在讨论时疏忽了反馈网络的负载效应，易造成误解。

近年来经常出现一些使用仿真软件对负反馈放大器讨论，收到很好效果的报道，引起了人们普遍关注。

本文设计了直接耦合差分一运放电流串联负反馈放大电路，理论计算下的基本放大器的互导增益与微变等效电路计算下的反馈放大器的互导增益满足反馈放大器中的基本关系式，与EWB5．0开、闭环环境下的仿真结果一致。

2理论计算与仿真 2．1电路由差分电路和运算放大电路组合而成的直接耦合多级放大电路如图1所示，键S 位于N 处，构成电流串联负反馈放大器。

位于M 处，是考虑反馈网络负载效应后的基本放大器。

2．2理论计算 (1)基本放大器互导增益对于基本放大器，将单端输入差分放大器输入 端对地短路，考虑到差分电路的对称性，略去1b R(令12bb b RRR ==)电阻压降，可得1T、2T两管静态电流1E I、2E I1210.712·0.471212E E V Vm A k II-+===Ω根据软件中所设置100β=，有'1'21(1)/5.575b e b e E Tk V r rIβ==+=Ω，其远大于一般为几十欧的[5]'b b r，略去'b br 有'beb err≈。

CMOS模拟集成电路实验报告实验课7 全差分运放的仿真方法目标：1、了解全差分运放的各项指标2、掌握全差分运放各项指标的仿真方法,对全差分运放的各指标进行仿真，给出各指标的仿真结果。

本次实验课使用的全差分运放首先分析此电路图，全差分运算放大器是一种具有差分输入，差分输出结构的运算放大器。

其相对于单端输出的放大器具有一些优势：因为当前的工艺尺寸在减少，所以供电的电源电压越来越小，所以在供电电压很小的情况下，单端输出很难理想工作，为了电路有很大的信号摆幅，采用类似上图的全差分运算放大器，其主要由主放大器和共模反馈环路组成。

1、开环增益的仿真得到的仿真图为1.开环增益：首先开环增益计算方法是低频工作时(<200Hz) ，运放开环放大倍数；通过仿真图截点可知增益为73.3db。

2.增益带宽积：随着频率的增大，A0会开始下降，A0下降至0dB 时的频率即为GBW，所以截取其对应增益为0的点即可得到其增益带宽积为1.03GB。

3.相位裕度：其计算方法为增益为0的时候对应的VP的纵坐标，如图即为-118，则其相位裕度为-118+180=62，而为保证运放工作的稳定性，当增益下降到0dB 时，相位的移动应小于180 度，一般取余量应大于60度，即相位的移动应小于120 度；所以得到的符合要求。

在做以上仿真的时候，关键步骤在于设定VCMFB，为了得到大的增益，并且使相位裕度符合要求，一直在不停地改变VCMFB，最初只是0.93,0.94,0.95的变化，后来发现增益还是远远不能满足要求，只有精确到小数点后4为到5位才能得到大增益。

2.CMRR 的仿真分析此题可得共模抑制比定义为差分增益和共模增益的比值，它反映了一个放大器对于共模信号和共模噪声的抑制能力。

因此需要仿真共模增益和差分增益。

可以利用两个放大器，一个连成共模放大，一个连成差模放大，用图1仿真差分增益图1用图2仿真共模增益图2将两个仿真写在一个sp文件中可以得到如下结果：相角仿真因为CMRR 的相角为=Vp(V op,Von)-Vp(V o p)黄色的为Vp(Vo p)，红色的为Vp(V op,Von)，两者相减，得到CMRR 的相角的仿真图为，其中蓝线为CMRR的相角仿真图，其它两条为上面的线，将它们放在一起对比：CMRR的幅度仿真其CMRR 的幅值为=Vdb(V op,V on)-Vdb(V op)，蓝线为Vdb(V op,V on)，粉线为Vdb(V op)，两者相减得到绿线，即为CMRR的幅值特性曲线截取其在100HZ之前的增益值可得低频时增益为49.1db。