逆变器变压器偏磁校正方法

逆变器偏磁校正方法
1 在SPWM开关型变换器中，主变压器的偏磁可以说是一种通病。

只是在各种应用场合中，表现的程度不同而已。

偏磁的后果是十分严重的，轻则会使变压器和功率半导体模块的功耗增加，温升加剧，变压器的机械噪声增大（当开关频率或调制频率在听觉范围内时），严重时还会损坏功率器件，使逆变器不能正常工作。

因此，抗偏磁是开关型逆变电源的的关键问题之一。

本文在比较分析了PWM和SPWM变压器铁心的不同磁化过程的基础上，提出了SPWM型逆变电源抑制变压器偏磁的新方法，即以逆变桥各桥臂中点电压作为反馈来抑制直流偏磁。

并已成功应用在400Hz 单、三相系列变频电源中，验证了该方法的实用性和可靠性。

2 变压器铁心的磁化过程及抑制偏磁方法比较
开关型逆变电源主变压器铁心的电磁过程与普通变压器一样均满足电磁感应定律，为方便分析可认为绕组电阻，漏感，变压器分布电容等都等于零。

这样，加到变压器初级绕组的电压u1和绕组感应电势相平衡。

因此，
u1=N1=N1Sk T（1）
式中：B为铁心的磁感应强度；
S为铁心截面积；
N1为初级绕组匝数；
k T为铁心面积的有效系数；
φ为变压器主磁通。

由式（1）可得磁感应强度
B(t)=u1d t＋B r （2）
式中：B r为t=0时铁心中的磁感应强度。

为分析方便将式（2）写为增量形式并考虑到在PWM和SPWM型逆变器中，u1为幅值恒定的脉冲量，因而磁感应增量变成
ΔB(t)=（3）
从而磁感应增量ΔB(t)成为时间的线性函数。

对于全桥PWM型逆变电路，正常情况下，变压器正、反方向的方波“伏－秒”面积相等，铁心的磁感应强度与方波脉宽成正比，变化如图1(a)所示，且磁化曲线对原点对称。

而SPWM型逆变电路中各个脉冲的宽度不一样，而且随载波比的变化而变化，ΔB(t)的大小与SPWM脉冲宽度成正比关系，其电压波形和铁心中的磁感应强度的波形如图1(b)所示。

此时，磁化曲线在一基波周期对原点对称。

(a) PWM型变压器铁心磁感应强度
(b) SPWM型变压器铁心磁感应强度
图1 变压器原边电压及磁感应强度当变压器原边含有直流成分时，PWM型变换电路的正、反方向的方波“伏－秒”面积不再相等，磁通将向某一方向逐渐增加，最终导致变压器铁心磁感应强度超过饱和磁感应强度而饱和，磁化曲线将不再对原点对称。

在SPWM型变换电路中，当含有直流成分时，将在变压器铁心中产生恒定的磁链。

从而使得变压器磁通在基波周期将不再是正、反方向相同的正弦波，其范围将由正常时的±Δφ1m变为－Δφ1m＋φd～＋Δφ1m＋φd，变压器磁感应强度变动范围也由正常时的－B 1m～＋B1m变为B d－B1m～B d＋B1m，磁化曲线也将不再对原点对称，导致半导体开关管损坏[5]。

不少科技工作者根据自己的工程实践，提出了一些减小偏磁的办法，并取得了较好的效果[1]～[5]。

其中有些办法仅适用PWM型直流变换器[1]～[3]，可以采用校正每个开关周期的脉宽来消除偏磁，不存在对输出波形的影响。

而SPWM正弦波逆变器的每个开关周期脉宽本来就不相同，采用此方法会导致严重地偏离SPWM模式，产生调制失真，最终使输出波形发生畸变。

对于SPWM正弦波逆变器，文献[4]采用电子
开关来模拟同一桥臂上下两开关管，此方法未考虑到功率开关管的离散性问题；文献[5]在主变压器初级串入一个采样变压器，要求该变压器和主变压器的工作特性完全一致，如实反映主变压器的工作状态。

由于材料、器件等诸多因素的离散性，实际中可能存在一定困难。

同时，在上述方法中，有的还要用到电流传感器，采样保持器等价格较高的元器件，这对于成本较敏感的电力变换装置将产生不利影响。

而且，对于三相逆变器将使控制电路变得异常复杂。

因此，对于正弦波逆变器，寻求一种简单，有效，单、三相逆变器均适用的抗偏磁方法是很有意义的。

3 正弦波逆变器抑制偏磁的新方法
概括地说，逆变桥SPWM波正负脉冲不对称是引发偏磁的根本原因。

造成SPWM波正负脉冲不对称具体原因有：
1）功率半导体模块（IGBT）开关速度的差异（器件的离散性或非一致性）；
2）功率半导体器件（IGBT）通态压降的差异（同上）；
3）各种信号传输延迟的不同。

除此之外，如果电路设计不当，工艺欠妥也会产生偏磁。

综上所述，无论SPWM控制信号采用何种方式[正弦波与三角波比较，单片机，还是专用集成电路（ASIC）]产生，偏磁总是存在的，只是程度有所
不同。

欲使变压器工作在理想（或合理）的状态，比较好的办法是使变压器的磁化曲线正、负方向对原点O对称。

对于SPWM工作模式的变频电源，如果逆变桥中点输出的SPWM脉冲波（滤波之前）所代表的输出正弦波的正负面积相等，则表明输出波形中不含直流成分，即直流成分为零，变压器没有偏磁；反之，若正负面积不等，直流成分则不为零。

变压器一次侧直流电压的存在是造成正、反方向的伏秒面积不等而引发偏磁的根本原因。

如何检测出直流电压并通过适当的电路进行校正是抑制偏磁的技术关键。

3．1 偏磁消除原理
正弦波全桥逆变电路主电路如图2所示，两桥臂中相交叉对应开关（S1，S4）和（S2，S3）分别组成两个开关组。

逆变桥开关管的驱动信号为正弦波与三角波比较而得的SPWM驱动脉冲，所以，逆变桥一桥臂与0点的电压u AO可表示为一直流分量U ad和基波分量以及一系列谐波分量之和；同理，逆变桥另一桥臂与0点的电压u B0可表示一直流分量为U bd和基波分量以及一系列谐波分量之和。

可得变压器一次侧直流电压U AB=U ad－U bd，当U ad=U bd时，U AB=0。

这种巧合是很难发生的，即便是通过控制使其差值为零，对于三相逆变器，很难满足其他相的差值也为零。

如果通过分别校正每一桥臂的输出电压u A0，u B0，u C0，使其各自的直流成分均为零，即使每相中U ad、U bd、U cd为零。

那么，输出变压器一次侧绕组中的直流成分也就消除了。

这就是单、三相正弦波逆变器消除偏磁的统一方法。

图2 全桥逆变主电路原理图
3．2 控制框图
图3为SPWM正弦波逆变器中一个桥臂的抗偏磁电路的控制框图。

I是逆变桥，0为直流中点，R p为调节中点之用。

II为低通滤波器，用于检测高压SPWM脉冲序列中的直流分量U xd(x=1，2，3)。

U xd送到PI调节器进行误差放大，其输出信号u c作为脉宽调制器（PWM）的控制信号，使其输出的脉宽跟踪U xd的变化。

由此得到的平均值u0去校正控制电路的参考正弦，使其对横轴对称。

如逆变桥臂的输出正弦波向上偏，通过调节校正，使其向下偏。

使各桥臂中点的U xd为零，从而达到消除偏磁的目的。

整个过程是闭环动态实现的。

图3 偏磁抑制电路的控制框图
3．3 电路实现
抑制偏磁的硬件实现如图4所示。

低通滤波器II，采用了RC无源低通滤波器实现，其中时间常数τ=RC。

因为是对直流中点0滤波，应选择耐压大于400V，CBB类电容即可。

核心电路III，IV可用一片双端输出PWM控制IC（例如TL494，SG3535，SG3524等）构成推挽式结构。

脉冲变压器T用来隔离和获得需要的电压增益。

u0是可调的，u0的不同，a点的电位也就不同，送到加法器的电压也就不同。

如无偏磁，则u0=0，u0始终在零附近动态地闭环调节。

图 4 偏磁校正电路
三相电路应用方法与单相全桥完全相同，只是使用了3片集成芯片和3只小脉冲变压器（Φ26，2K磁罐作磁芯）。

在实际应用中将三路控制电路制作在一小块印制电路板上（但要相互隔离）。

如是单相正弦波逆变电源，仅装两路即可，具有较好的通用性。

图5比较了在400 Hz正弦波逆变电源中，运用抗偏磁电路和不运用抗偏磁电路的电源输出电压波形。

该波形由Tektronix公司的TDS201示波器采样获得。

从图5（a）可以看出，变压器出现了偏磁导致波形发生了畸变，图5（b）为同样主电路装上抗偏磁电路后的电压输出波形，波形呈正弦波，THD< 3％。

（a) 无抗偏磁电路电源输出电压
（b) 有抗偏磁电路电源输出电压
图5 抗偏磁电路对电源输出电压比较
纵轴：50V/格，横轴：500μs/格
4 结语
通过对逆变桥每一桥臂中点直流电压分量进行检测，相应地在正弦信号中加入一自动可调的直流调整量，从而有效地解决了逆变电源直流偏磁问题。

该方法不仅可用于单相全桥逆变电源，也可用于三相逆变电源，避免了三相电源耦合对偏磁的影响，不论是何种原因引发的偏磁（控制电路或主电路），均可有效地进行校正，是一种较为实
用的消除偏磁的新方法。

该方法从20世纪90年代初期设计成功之后，相继用于KZD，TAC，ATO，ATT等系列产品中，功率等级从2kVA到100kVA的单、三相400Hz正弦波逆变电源中。

使变压器的温升降低约20℃，总谐波含量降低了3～4个百分点（THD<3％），较好地改善了装置的电特性。

长期使用表明，该方法具有电路简单，效果好，成本低，可靠性高等诸多优点，可以产生较好的经济效益。