有限双极性全桥软开关工作原理

有限双极性全桥软开关工作原理一，有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构说明：图一 有限双极性全桥软开关主电路拓扑结构图一中，由两个桥臂构成一个全桥逆变电路，Q1和Q3组成超前桥臂；Q2和Q4组成滞后桥臂，其中C1﹑C3为超前桥臂并联电容和寄生并联电容，C2﹑C4为滞后桥臂寄生并联电容，我们设定C1=C3≥C2=C4，其中D1﹑D2﹑D3﹑D4分别为四只开关管IGBT（或MOSFET）Q1、Q2、Q3、Q4的并联（或寄生）二极管，T1﹑C B 和Ls 分别为主变压器﹑隔直电容和可饱和电感（又称磁性开关），Lx 主变漏感和分布电感等的等效电感，L0为输出电感，D5和D6为二次侧整流二极管。

为达到有限双极性的全桥软开关的目的，四只开关管的开关时序如图二：图二：开关管时序超前臂开关管Q1﹑Q3 PWM 控制开通关断；滞后臂开关管Q2﹑Q4固定脉冲宽度相位差180o 开通关断，Q1和Q4同时开通，Q1 PWM 控制关断，Q4固定脉冲宽度关断；Q3和Q2同时开通，Q3 PWM 控制关断，Q2固定脉冲宽度关断，Q1和Q4的驱动波形的相位相反；Q3和Q2的驱动波形的相位相反。

一、有限双极性全桥软开关PWM逆变电路工作原理分析为了分析方便，突出重点略去无关紧要的细节，假定：a，输出电感的电感量无穷大，流过该电感的电流是恒定的直流。

b，主变压器是理想变压器，其漏感等分布参数用专门的漏感Lk等效。

c，饱和电感Ls是理想的磁性开关，未饱和时电感非常大，饱和后电感几乎为零。

下面按时序逐一分析该电路的行为：1．t0时刻（见图三）： Q1和Q4已经导通多时，原边电流路径为：U+ → Q1 → Ls →Lk → C B → T1 → Q4 →U-。

原边电流Ip为副边输出电感的电流Io的1/n(n为变压器变比，n=Np/Ns)。

此时饱和电感是饱和的，对电路没任何影响，隔直电容已充上左正右负的直流电压。

这是原边向副边传送能量的过程，副边二极管D5导通，D6反偏截止。

图三：t0时刻2.t1时刻（见图四）： Q1关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：C1、C3 → Ls →Lk → C B → T1 → Q4 →U-。

图四：t1时刻原边电流Ip为电容C1充电，为C3放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从电源电压U开始缓慢下降，最终会下降到0；Q1的端电压从其导通时的饱和压降（3V左右）开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。

设电容C1和C3的容量为：C1=C3=C, 则电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q1的关断是零电压（3V左右）状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q1关断就越硬。

t1时刻后，实际上是电容器C1和C3的电压为一次侧 Ls -Lk - C B - T1 - Q4 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为左正右负。

原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。

3．t2时刻（见图五）：图五：t2时刻t2时刻，电容C1被充满电，其端电压变成U，C3被放完电，其端电压为零0，由于电感中电流不能突变，电流则通过D3继续流动，使得D3导通，原边电流流动路线改为U- → D3 → Ls →Lk → C B → T1 → Q4 →U-,可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U-，这时的电流称为环流，此时，根据基尔霍夫电压环定律，可得UL K+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。

此时Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 。

副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。

尤其是在D3和Q4上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。

故希望环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。

在Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。

式Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 中ta 为环流衰减时间，当一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ip mi n。

这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。

原边电流会保持为Ip mi n的值不变。

此时，将Q4关断。

4.t3时刻（见图六）： t3时刻，Q4关断，此时Ip为Ip mi n几乎等于0，Q4关断后，由于C2，C4的作用，Q4的端电压从其饱和电压（3V左右）开始缓慢上升，故Q4的关断为零电流/零电压关断。

图六：t3时刻Q4关断后，原边的Ip mi n小电流，由于漏电感L K 饱和电感L K的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：U- → D3 → Ls →Lk → C B → T1 → C2；C4。

为C4充电，为C2放电。

此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。

5．t4时刻（图七）：图七：t4时刻t4时刻，原边的Ip mi n小电流为C4充电，为C2放电完毕，电容C4上电压为U，电容C2上电压为零，随后D2导通。

同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。

一段时间后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。

此时，Q2和Q3同时导通。

6.t5时刻（图八）Q2和Q3同时导通，电流将沿以下路径流动：U+ → Q2→ T1→ C B → Lk → Ls→ Q4 →U-。

由于饱和电抗器LS还没达到饱和，原边电流从零开始缓慢上升，故Q2和Q3为零电流开通。

一段时间后（大于开关管Q2和Q3的开通时间）饱和电抗器LS饱和，失去电流抑制作用，副边电流Io转移到二极管D6上，二极管D5反偏截止，原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电。

图八：t5时刻7.t6时刻（图九）：原边电流为Io/n，先对隔直电容放电后又反向充电，电压为右正左负。

二极管D6继续导通，二极管D5继续反偏截止，原边向副边传递能量。

一段时间后 Q3 PWM 关断，原边电流Ip因为副边输出电感的作用不能突变，大小仍为Ip=Io/n，原边电流路径切换为为：U+→ Q2 → T1→ C B → Lk → Ls → C1；C3，原边电流Ip为电容C3充电，为C1放电，电容C1和C3连接点“1”点的电压从零开始缓慢上升，最终会上升到U；Q3的端电压从其导通时的饱和压降（3V左右）开始缓慢上升，最终会上升到电源电压U。

电压上升到U的时间为：t=2nCU/Io 可以看出，Q3的关断是零电压（3V左右）状况下的零关断，电压上升率和输出电流有关，输出电流越大，上升率就越大，Q3关断就越硬。

图九：t6时刻t6时刻后，实际上是电源U和电容器C1和C3的电压为一次侧Q2 - T1 - C B-Lk - Ls 回路提供电压，隔直电容继续被充电，电压仍为右正左负。

原边继续向副边传送能量，副边二极管D5保持导通，D6仍然反偏截止。

当电容C3充电完毕，C1放电完毕，使得“1”点的电压上升到U时，进入t7时刻。

8.t7时刻（图十）图十：t7时刻t7时刻电流改变路径为：U+→ Q2 → T1→ C B → Lk → Ls →D1 → U+，可见，电流的流动形性成了一个闭环，环的起点和环的终点是同一个点U+，此时UL K+UCB=0，可以认为：是隔直电容的电压加到漏感上，环路电流急剧减少。

此时Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 。

副边二极管D5，D6同时导通为输出电感续流，主变压器被短路，环路电流不仅不传递能量到副边，而且在回路各元件上产生焦耳损耗。

尤其是在D1和Q2上的损耗，会增加开关器件的通态损耗。

因此环流时间越短越好，环流衰减的越快越好。

在Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 中可以看出，在其他条件不变的情况下，隔直电容越小，其端电压UCB会越较高，环流时间就越短，环流衰减就越快。

式Ip=Io/n–(UCB/L K)ta 中当环流衰减一段时间ta后，原边电流减少到非常小，设为Ip mi n。

这时饱和电感退饱和，电感恢复到非常大。

原边电流会保持为Ip mi n的值不变。

此时，将Q2关断。

9. t8时刻（见图十一）图十一：t8时刻t8时刻，Q2关断，此时Ip为Ip mi n几乎等于0，故Q2的关断为零电流/零电压关断。

Q2关断后，原边的Ip mi n小电流，由于漏电感L K 饱和电感L K的作用不能突变，将继续流动，流动路线为：C2；C4 → T1→ C B → Lk → Ls →D1 → U+。

为C2充电，为C4放电。

此时将有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。

10.t9时刻（图十二）t9时刻，原边的Ip mi n小电流为C2充电，为C4放电完毕，电容C2上电压为U，电容C4上电压为零，随后D4导通。

同样：有电压UCB+U加在漏感和饱和电感上，电流进一步减少。

一段时间图十二：t4时刻后，电流将衰减为零，并往负的方向发展。

此时，Q1和Q4同时导通。

………重复上一个周期。

二、一次侧电流波形和逆变电路行为的对应点：G1点对应超前臂关断点，X对应超前臂开关管并联的二极管续流点，T对应饱和电感退饱和点，G2点对应滞后桥关断点。

图十三三、关键元件的设计计算1．超前桥臂的零电流开通，饱和电感的计算：饱和电抗器的主要作用就是用来保证超前桥臂的零电流开通，当超前桥臂开关管开通时，饱和电感尚未饱和，电感非常大，电流从零开始缓慢的增加，直到开关管完全开通后，饱和电感才饱和，电流升至正常的副边反射电流。

所以要求选用矩形系数大，导磁率高的涡流损耗小的闭合磁芯，首选环形铁氧体磁环，根据高斯磁路定律和电磁感应定律可知：NS=Ton*U/Bs (1)L=N2Sμ0μr/l c (2)其中：N为饱和电感匝数；S为饱和电感磁芯导磁截面积；Ton为开关管导通总时间；U为直流母线电压；Bs为磁芯饱和磁密；L为电感量；μ0为真空导磁率μ0＝4π×10-7 ；μr为相对导磁率；l c为环形磁芯平均磁路长度。

由（1）和（2）式即可得出包和电感的磁芯导磁截面积和绕组匝数，再根据原边最大电流选择线径，保证磁环窗口能绕下绕组的条件下选择合适大小的磁环，这就确定了饱和电感的参数。

2．最小负载下超前桥臂的零电压关断，超前桥臂缓冲电容的计算：我们起码得保证焊机在最小焊接负载情况下，超前桥臂的零电压关断条件，为此我们设定最小焊接电流为Io1，那么原边电流就为Io1/n 设超前臂开关的固有关断时间为to ff 要求在固有关断时间内保证充放掉桥臂电容C1和C3的电荷，故有：（Io1/n）* to ff = Qc =2CU所以：C = Io1* to ff /2nU 由此可求得电容C1和C3的值。