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0 引言随着现代科技的飞速发展，功率器件也不断更新，PWM技术的发展也日趋完善，开关电源正朝着小、轻、薄的方向发展。
由于反激变换器具有电路拓扑简单、输入电压范围宽、输入输出电气隔离、体积重量小、成本低、性能良好、工作稳定可靠等优点，被广泛应用于实际变换器设计中。
以前大多数开关电源采用离线式结构，一般从辅助供电绕组回路中通过电阻分压取样，该反馈方式电路简单，但由于反馈不是直接从输出电压取样，没有与输入隔离，抗干扰能力也差，所以输出电压中仍有2％的纹波，对于负载变化大和输出电压变化大的情况下响应慢，不适合精度较高或负载变化范围较宽的场合。
下面的设计采用可调式精密并联稳压器TL431配合光耦构成反馈回路，达到了更好的稳压效果。
1 UC3844芯片的介绍UC3844是美国Unitrode公司生产的一种高性能单端输出式电流控制型脉宽调制器芯片，由该集成电路构成的开关稳压电源与一般的电压控制型脉宽调制开关稳压电源相比具有外围电路简单、电压调整率好、频响特性好、稳定幅度大、具有过流限制、过压保护和欠压锁定等优点。
其内部电路结构如图1所示。
该芯片的主要功能有：内部采用精度为±2．0％的基准电压为5．00V，具有很高的温度稳定性和较低的噪声等级；振荡器的最高振荡频率可达500kHz。
内部振荡器的频率同脚8与脚4间电阻Rt、脚4的接地电容Ct的关系如式(1)所列，即其内部带锁定的PWM(Pulse Width Modulation)，可以实现逐个脉冲的电流限制；具有图腾柱输出，能提供达1A的电流直接驱动MOSFET功率管。
2 电源的设计及稳压工作原理单端反激变换器，所谓单端，指高频变压器的磁芯仅工作在磁滞回线的一侧，并且只有一个输出端；反激式变换器工作原理，当加到原边主功率开关管的激励脉冲为高电平使MOSFET、开关管导通时，整流后的直流电压加在原边绕组两端，此时因副边绕组相位是上负下正，使整流二极管反向偏置而截止，磁能就储存在高频变压器的原边电感线圈中；当驱动脉冲为低电平使MOSFET开关管截止时，原边绕组两端电压极性反向，使副边绕组相位变为上正下负，则整流二极管正向偏置而导通，此后储存在变压器中的磁能向负载传递释放。
(完整)UC3845反激式开关电源编辑整理：尊敬的读者朋友们：这里是精品文档编辑中心，本文档内容是由我和我的同事精心编辑整理后发布的，发布之前我们对文中内容进行仔细校对，但是难免会有疏漏的地方，但是任然希望（(完整)UC3845反激式开关电源）的内容能够给您的工作和学习带来便利。
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目录一、目的 (4)二、内容 (4)一．主电路工作原理及设计 (6)1。
1单端反激变换器工作原理 (6)1.2单端反激变换器的工作模式及基本关系 (6)1。
2.1电流连续时反激式变换器的基本关系 (6)1.2。
2电流临界连续时反激式变换器的基本关系 (8)1。
2.3电流断续时反激式变换器的基本关系 (9)1.3 RCD吸收电路工作原理及设计 (9)1。
3.1 RCD吸收电路工作原理 (9)1。
3。
2 RCD电路参数设计 (10)1.4变压器设计 (10)1.4.1确定匝比 (10)1.4.2电感设计 (11)1。
4.3磁芯选择 (12)1.4.4匝数设计 (12)1。
4.5气隙设计 (13)1。
5主电路器件的选择 (13)1。
5.1功率开关管的选择 (13)1。
5.2副边整流二极管的选择 (14)1.5.3输出滤波电容的选取 (14)1.5。
4钳位电路设计 (14)二．控制电路工作原理及设计 (14)2。
1电流控制技术原理 (14)2。
2电流控制型脉宽调制器UC3845 (15)2。
2.1 UC3845内部方框图 (15)2.2。
2 UC3845功能介绍 (16)2.3基于UC3845的控制电路设计 (17)2.3.1开关频率计算 (17)2.3。
2保护电路设计 (18)三．反馈电路工作原理及设计 (18)3.1反馈电路工作原理 (19)3。
文章编号:1004-3365(2002)02-0136-03功率因数校正器芯片电路UC3854的分析詹 桦,韩 雁(浙江大学 微电子技术和系统设计研究所,杭州 浙江 310027) 摘 要: 随着开关电源越来越广泛的应用,电网的功率因数大大下降,功率因数校正成为一个新的问题。
UC3854就是解决这个问题的一种高性能功率因数校正器。
该电路采用平均电流模型,它通过脉宽调制输出的一连串脉冲信号来控制电路中开关晶体管的导通与截止,从而将输入电流与输出电压的相位重新调整到同相的状态,最终达到功率因数校正的目的。
关键词: 开关电源;功率因数校正;脉冲宽度调制;乘法器中图分类号: T N761文献标识码: AAn Analysis of Power Factor Corrector Chip UC3854ZH AN Hua,HA N Yan(I nstitute o f M icr oelectr onic T echnology and Sy stem De sign,Zhej iang Univ er sity,H angz hou,Z he j iang310027,P.R.Ch ina)Abstract: U C3854is a po wer fact or co rr ector cir cuit w it h g oo d perfo rm ance.U sing the aver ag e cur rent model, U C3854contr ols the sta te o f the sw itching tr ansisto r in the circuit by o ut putting a ser ies o f P WM(Pulse Width M o dulatio n)signals.By this mean,it r eadjust s input curr ent and o utput vo ltag e to synchr o nizat ion,thus fulfilling pow er facto r co rr ectio n.Key words: Sw itching po wer supply;P ow er fa ct or co rr ectio n;Pulse width mo dulatio n;M ultiplierEEACC: 12101 引 言为提高线性稳压器电源的效率,适应现代电子设备多功能和小型化,开关电源电路应运而生。
PFC电路中UC3854的计算
PFC（Power Factor Correction）电路是一种用于提高电源装置输入功率因数的技术。
UC3854是一种常用的控制芯片，常用于设计PFC电路。
UC3854的计算主要涉及以下几个方面：
1. 输入滤波电感（L1）的计算
输入滤波电感用于抑制开关电源对电网的干扰，并滤波输出电流。
其计算公式为：
$$L1 = \frac{V_{in} \cdot (1 - D)}{\Delta I_L \cdot F_s}$$
其中，$V_{in}$为输入电压，$D$为开关占空比，$\Delta
I_L$为输入电流纹波，$F_s$为开关频率。
2. 输出电容（C1）的计算
输出电容用于平滑输出电流，减小输出电流波动。
其计算公式为：
$$C1 = \frac{(1 - D) \cdot I_{out}}{\Delta V_o \cdot F_s}$$
其中，$I_{out}$为输出电流，$\Delta V_o$为输出电压纹波。
3. 反馈电阻（R2）的计算
反馈电阻用于控制输出电压。
根据UC3854的数据手册，可以
通过以下公式计算出反馈电阻的取值：
$$R2 = \frac{V_{ref} \cdot R1}{V_{out} - V_{ref}}$$
其中，$V_{ref}$为UC3854的参考电压，一般为5V；$R1$为
反馈电阻。
以上是PFC电路中UC3854的计算方法，根据具体的输入和输
出参数，可以利用上述公式来计算出所需的电感、电容和反馈电阻。
请注意，在计算过程中，应注意遵守UC3854的数据手册，以确保计算的准确性和稳定性。
PFC電路使用UC3854的計算UC3854 简介图1为UC3854 的内部结构框图：图 1. UC3854的内部原理框图它包含了采用平均电流型功率因子校正控制全部必需的功能的单片集成电路，主要由电压放大器、模拟乘法器、电流放大器和定频率脉宽调制器组成。
此外还包括有与功率MOSFET兼容的栅极驱动器、7.5V电压基准、总线预测器、加载赋能比较器、欠压检测和过流比较器。
UC3854 因采用平均电流型方式实现定频电流控制，故稳定性高、失真小，且无需对电流作斜率补偿就能够精确维持总线输入电流正弦化。
UC3854 可在输入线电压75-275V，工频50-400Hz的范围内使用。
为了减少偏置电路的功耗，UC3854还具有启动电流低的特点。
该器件采用16脚DIP封装，也有表面封装的产品。
管脚功能介绍下面分别介绍器件的管脚功能：管脚1(GND)为接地脚，器件内部所有的电压都以该电压为基准参考。
Vcc 应采用0.1 F或更大的陶瓷电容直接旁路到该点。
定时电容的放电电和Vref流也应该回到该点，故从振荡器定时电容到“地”的引线必须尽可能的短。
管脚2（PK lim）为峰值限定脚。
其值为0.0V，使用时将它连接到电流传感电阻的负端，同时再用电阻和内基准相连，将负电流传感信号补偿到“地”电位。
管脚3（Vcea）是电流放大器的输出端，是对输入总线电流进行传感，并且向脉宽调制器（PWM）发送电流校正信号的宽带运算放大器的输出。
当需PWM 输出D = 0的调宽脉冲时，该脚的输出摆幅可接近为零。
管脚4（Isense）为电流传感负端，它是电流放大器的负输入端。
由于其输入埠对地采用了二极管保护，因此在实际应用时该埠的电位应确保高于-0.5V管脚5（Mult out）为乘法器输出和电流传感正端。
应该注意的是该管脚的电位也不能低于-0.5V。
因为乘法器输出的是电流，该埠的输入阻抗很高，因此电流放大器可作为差分放大器配制来抑制接地噪声。
UC3854 控制之功率因子修正器电路设计PHILIP C. TODD摘要这个应用手册说明功率因子修正的概念与它的升压型前端调节器的设计。
本手册包含了功率因子修正的重要规格、升压型转换器的功率电路设计与控制此一转换器的UC3854 集成电路说明。
本文将提供完整的设计过程，同时说明了设计过程中所必须进行的斟酌与考虑。
本文所提到的设计流程适用于UC3854A/B 以及UC3854。
您可以参考Unitrod 公司所出品的设计手册DN-39 以了解某些本文未提到的主题。
虽然本文没有讨论到这些部分，但是在进行设计时还是必须考虑这些部分的。
本篇应用手册是用以作为取代应用手册U-125 "使用UC3854 的功率因子修正器"之用。
前言主动式功因修正器的主要功能就是使电源供应器的输入功因修正为1.0，即使得电源供应器把功因修正器的输入端视为一个电阻。
而主动式功因修正器主要是利用电流的响应随着电压的变化而跟着增大与减小的方式来完成这个功能。
当电压与电流间的变动比为一个定值时，输入端将呈现电阻性且此时的功率因子将达到1.0。
若这个变动比不再是一个定值，则输入的波形将会产生相位差或谐波失真，而这些变化将会降低功率因子。
一般对功率因子的定义是实功率与视在功率间的比例，即PF是输入功率的实功率，Vrms 与Irms 是负载的电压与电流均方根值，也就是文中所提到的功因修正器输入电压与电流均方根值。
若负载是一个纯电阻，则实功率与电压电流均方根值的乘积将会是相同的，且此时的功率将会是1.0；若负载不是一个纯电阻，则功因将会低于1.0。
相移量的大小主要是反应了主动式功因修正器的输入电抗大小，任何像是电感或电容的电抗皆会造成输入电流相对于输入电压的相位改变。
电压电流间的相位差也是一种功率因子典型的定义，即功率因子等于电压与电流相角差的余弦函数电压与电流间的相角差也反映出虚功率的大小。
如果负载的电抗只占负载阻抗的一小部份，则相位差将会很小。
UC3854在功率因数校正电路中的计算简介UC3854是一种在功率因数校正电路中广泛应用的控制器。
它可以通过监测输入电压和电流来控制输出电流，以实现功率因数校正。
功率因数校正原理在传统的交流电源中，负载电流与输入电压之间存在相位差，导致功率因数低于理想值1。
功率因数校正旨在通过改变输入电流波形的形状和幅度，使功率因数接近1，从而提高电源效率。
UC3854的工作原理UC3854基于反馈控制的原理，通过调整控制信号来实现精确的功率因数校正。
其工作包括以下几个方面：2. 输入电流检测：UC3854通过电流传感器检测输入电流，并与输入电压相乘得到输入功率。
3. 控制信号生成：UC3854利用输入电压和输入功率信息，计算出控制信号，用于控制功率因数校正电路的工作。
4. 功率因数校正电路控制：控制信号通过反馈回路控制功率因数校正电路的工作，使输入电流与输入电压保持一定的相位差，从而实现功率因数校正。
UC3854的计算方法UC3854的计算方法主要涉及以下几个方面：1. 输入电压计算：根据系统的输入电压范围和要求，确定输入电压的最大和最小值，并计算其平均值。
2. 输入电流采样：选择合适的电流传感器，并将其输出电压与输入电流的关系进行校准。
3. 控制信号计算：根据所选择的功率因数校正策略，将输入电压和输入功率转化为控制信号的数值。
4. 反馈调整：根据实际系统性能进行反馈调整，修正计算结果。
总结UC3854在功率因数校正电路中的计算涉及输入电压和输入功率的计算，以及控制信号的生成和调整。
正确的计算方法是实现功率因数校正的关键。
因此，在设计功率因数校正电路时，需仔细分析系统参数和选择合适的计算方法，以确保电路的稳定和可靠性。
注意：以上内容仅为参考，具体计算方法应根据实际情况和设备参数进行调整和验证。
功率因数校正控制器UC3854的建模与应用上海交通大学微电子技术研究所张宇陆鸣(上海200052) 摘要:介绍功率因数校正控制器UC3854的组成原理与特性，根据宏模型概念，构建UC3854主要功能模块的宏模型，并以该宏模型为核心对功率因数校正电路在PSPICE环境下进行仿真。
关键词:功率因数宏模型仿真The Construction of the Macro Model for Power Factor ControllerUC3854Abstract:The paper introduces the internal structure, main features of the power factor controllerUC3854, constructs the macro model for the main function sub, models of UC3854 and runs a computersimulation in the environment of PSPICEKeywords: Power factor Macro model Simulation1引言随着功率因数校正(PFC)技术在我国的重视与应用，功率因数校正专用控制器的研究渐趋增加。
考虑到CAD技术迅速发展的今天，传统的电路设计方法发生了革命性变革。
计算机仿真参与产品设计，不仅高效、安全、节省经费，还可以通过调节参数优化系统性能，在产品开发初期，计算机仿真可忽略寄生效应，避免噪声干扰，还可简化复杂电路。
然而国内对功率因数校正专用控制器的计算机仿真模型的研究尚不多见，为了更好地利用计算机仿真来进行高频功率变换系统的设计，对功率因数校正专用集成电路的计算机仿真模型的研究很有必要。
目前，PFC专用集成电路有很多品种，国外的一些半导体厂商如Motorola、Unitrode、SiliconGeneral、Siemens、MicroLinear都开发生产了PFC专用集成电路。
高功率因数前置稳压器UC1854 / UC2854 / UC3854特点·控制升压PWM0.99功率因数·限制线电流失真<5％·环球开关操作而不·馈线路调整·平均电流模式控制·低噪声灵敏度·低启动电源电流·固定频率PWM驱动器·低偏移的模拟乘法器/除法·1A图腾柱栅极驱动器·精密电压参考说明UC1854提供有源功率因数校正电源系统，否则将提请非正弦电流正弦电源线。
此设备实现所有的控制功能需要建立一个能够最佳利用现有的电力线的电流，同时最大限度地降低线电流失真电源。
要做到这一点，UC1854包含一个电压放大器，模拟乘法器/除法器，电流放大器，和一个固定频率的PWM。
此外，UC1854包含一个功率MOSFET兼容的栅极驱动器，7.5V参考线预感器，负载使能比较器，低电压检测器，过电流比较器。
UC1854采用平均电流模式控制来完成，固定频率电流控制的稳定性和低失真。
不像峰值电流模式，平均电流控制准确地保持正弦线路电流没有斜率补偿和最小的噪声瞬变响应。
UC1854具有很高的参考电压和高振荡器幅度减少噪音的敏感性，而快速PWM 元素允许斩波频率为200kHz以上。
可以用在从75至275伏，跨越50Hz到400Hz 的范围内的线频率变化的线电压的单相和三相系统的UC1854。
为了减轻这个设备供电电路，UC1854具有低电源电流。
这些器件提供16引脚塑料和陶瓷双列直插式封装，表面贴装封装和各种包装。
框图绝对最大额定值电源电压Vcc-----------------------------------------35V GT DRV电流，连续--------------------------------0.5A GT DRV电流，占空比为50％-------------------1.5A 输入电压，VSENSE，VRMS---------------------11V 输入电压，ISENSE，多个------------------------11V输入电压，PKLMT---------------------------------5V输入电流，RSET，IAC，PKLMT，ENA----10毫安功率耗散----------------------------------------------1W贮存温度-----------------------------------65℃至+150 OC 焊接温度（焊接，10秒）---------------------+300 OC 注1：所有的电压相对于GND（引脚1）。
注2：所有的电流都积极到指定的终端。
注3：ENA输入内部钳位到大约14V。
注4：咨询Unitrode集成电路数据手册注5：乘法器增益常数（K）的定义是：注6：设计保证。
不是100％生产测试关于热规格和限制的信息。
接线图电气特性除非另有说明，VCC=18V，RSET=15K接地，CT=1.5nF接地，PKLMT=1V，ENA=7.5V，VRMS=1.5V，IAC=100MA，ISENSE= 0V，CA OUT=3.5V，V A输出= 5V，VSENSE=7.5V，没有负载SS，CA OUT，V A输出，REF，GT DRV，UC1854在-55oC<TA<125℃，UC2854在-40oC<TA<85℃，UC3854在0℃<TA<70℃，和TA= TJ。
参数测试条件最小典型最大单位整体电源电流，关ENA=0V 1.5 2.0 mA 电源电流，在10 16 mA VCC开启阈值14.5 16 17.5 V VCC关断阈值9 10 11 V ENA阈值，上升 2.4 2.55 2.7 V ENA阈值迟滞0.2 0.25 0.3 V ENA输入电流ENA=0V -5.0 -0.2 5.0 mA VRMS输入电流VRMS=5V -1.0 - .01 1.0 mA 电压放大器输出电压放大器失调电压V A=5V -8 8 mV VSENSE的偏置电流-500 -25 500 nA 电压放大器增益70 100 dB电压放大器的输出摆幅0.5—5.8 V 电压放大器短路电流V Aout=0V -36 -20 -5 mA SS电流SS= 2.5V -20 -14 -6 mA 电流放大器电流放大器失调电压-4 4 mV ISENSE偏置电流-500 -120 500 nA ISENSE、增量输出输入范围，-0.3—2.5 V参数测试条件最小典型最大单位电流放大器增益80 110 dB 电流放大器的输出摆幅0.5—16 V 安培电流短路电流CA out=0V -36 -20 -5 mA 电流放大器增益带宽产品TA=25℃（附注6）400 800 KHz 参考参考输出电压IREF=0毫安，TA=25℃7.4 7.5 7.6 VIREF=0毫安，温度过高7.35 7.5 7.65 V VREF负载调节-10mA<IREF<0 mA -15 5 15 mV VREF线路调整15V<VCC<35V -10 2 10 mV VREF短路电流REF=0V -50 -28 -12 mA 乘法器多路输出电流IAC限制IAC=100mA时，RSET =10K，VRMS= 1.25V-220 -200 -180 mA 多路输出电流过零检测IAC=0mA，RSET=15K -2.0 -0.2 2.0 mA 多路输出电流RSET限制IAC=450毫安，RSET =15K，VRMS=1V，VA OUT =6V-280 -255 -220 mA 多路输出电流IAC=50mA时VRMS=2V，V A=4V -50 -42 -33 mA IAC=100mA时VRMS= 2V，VA= 2V -38 -27 -12 mAIAC=的200mA，VRMS=2V，V A=4V -165 -150 -105 mAIAC=的300mA，VRMS=1V，V A= 2V -250 -225 -150 mAIAC=100mA时VRMS=1V，V A= 2V -95 -80 -60 mA 乘法器增益常数（注5）-1.0 V 振荡器振荡器频率RSET=15000 46 55 62 KHzRSET=8.2K 86 102 118 KHz CT斜坡峰—谷振幅 4.9 5.4 5.9 V CT斜坡谷电压0.8 1.1 1.3 V 栅极驱动器最大GT DRV输出电压GT DRV上0mA负载，18V<VCC<35V13 14.5 18 V GT DRV输出电压高GT DRV上200mA负载，VCC= 15V12 12.8 V GT DRV输出电压低，关GT DRV上50mA负载，VCC= 0V0.9 1.5 V GT DRV输出电压低GT DRV上200mA负载 1.0 2.2 VGT DRV上10mA负载0.1 0.4 V Peak GT DRV电流从GT到GND为10nF 1.0 A GT DRV上升/下降时间从GT到GND为1nF 35 ns GT DRV最大占空比VCA输出=7V 95 ％电流限制PKLMT失调电压-10 10 mV PKLMT输入电流PKLMT=-0.1V -200 -100 mA PKLMT到GT DRV延迟PKLMT从50mV下降至-50mV 175 ns引脚说明（引脚数是指DIL封装）GND（引脚1）（地）：所有电压都测量到GND。
VCC和REF应绕过直接GND与0.1μF的或更大的陶瓷电容。
定时电容放电电流也返回到这个引脚，所以率先从振荡器定时电容GND也应该尽可能短和直接。
PKLMT（引脚2）（峰值限制）：PKLMT门槛是0.0V。
连接该输入的电流检测电阻上的负电压，如在图1中示出。
使用一个电阻到REF，以抵消负的电流检测信号到Gnd。
CA输出（引脚3）（电流放大器输出）：这是一个高带宽的运算放大器的输出，感官线电流和脉冲宽度调制器（PWM）来强制正确的电流命令。
该输出可以摆动到GND，允许PWM在必要时强制零占空比。
电流放大器将保持有效，即使在IC被禁用。
电流放大器的输出级是NPN射极跟随器的上拉和8k的接地电阻。
ISENSE（引脚4）（电流检测减去）：这是电流放大器的反相输入端。
该输入和非反相输入端的多个输出保持功能下降到低于接地。
应小心避免服用这些输入低于0.5V，因为他们是保护二极管到GND。
多个输出（引脚5）（乘法器的输出和电流检测加号）：模拟乘法器的输出和电流放大器的非反相输入端被连接在一起多个出。
的ISENSE低于-0.5V也适用于多个注意事项。
由于乘法器的输出是一个电流，这是一个高阻抗输入，类似于ISENSE，所以电流放大器可以配置为一个差分放大器抑制接地噪声。
图1显示了一个例子，使用差分电流放大器。
IAC（引脚6）（输入交流电流）：该输入的模拟乘法器是一个电流。
乘数是专为从这个输入电流（IAC）增量非常低的失真，所以这是唯一的用于感测瞬时线电压时，应使用的乘法器的输入。
IAC上的标称电压为6V，所以除了一个电阻从IAC整流60Hz的，连接一个电阻从IAC楼盘。
如果电阻至REF到整流器的电阻的值的四分之一，然后6V偏置将被取消，线电流将有最小的交叉失真。
V A输出（引脚7）（电压放大器输出）：这是输出的运算放大器，调节输出电压。
像目前的放大器，电压放大器将保持活跃，即使IC与ENA或VCC被禁用。
这意味着，整个放大器将保持大反馈电容充电瞬间禁用周期。
电压放大器的输出电平低于1V将抑制乘法器输出。
内部限制为约5.8V，以防止过冲电压放大器的输出。
电压放大器的输出级是NPN射极跟随器的上拉和8k的接地电阻。
VRMS（引脚8）（RMS线路电压）：一个升压PWM的输出与输入电压成比例，因此，当线路电压升压PWM电压调节器改变成低带宽，输出将立即改变，慢慢地恢复到稳定的电平。
对于这些设备，VRMS输入补偿线电压的变化而变化，如果它是连接到RMS输入线电压成比例的电压。
为了获得最佳的控制，VRMS电压应保持在1.5V和3.5V之间。
REF（引脚9日）（参考电压输出）：REF是一个精确的7.5V基准电压源的输出。
这个输出能够提供10mA至外围电路和内部短路电流限制。
楼盘被禁用，将保持在0V，当VCC低或当ENA低。
旁路REF至GND与0.1μF的或更大的陶瓷电容最佳的稳定性。
ENA（引脚10）（启用）：ENA是一个逻辑输入，使PWM输出，电压参考，振荡器。
，ENA也将释放软启动钳位，允许SS到上升。
