手机充电器电路图2
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超力通手机旅行充电器适合给摩托罗拉３０８、３２８、３３８及３６８等系列手机电池充电。该充电器具有镍镉、镍氢、锂离子电池充电转换开关，并具有放电功能。在150～250V、40ｍA的交流市电输入时，可输出300±50mA电流。
该充电器采用了RCC振荡抑制型变换器，它与PWM型开关电源有一定的区别。PWM型开关电源由独立的取样误差放大器和直流放大器组成脉宽调制系统；而RCC型开关电源只是由稳压器组成电平开关，控制过程为振荡状态和抑制状态。由于PWM型开关电源中的开关管总是周期性的通断，系统控制只是改变每个周期的脉冲宽度，而RCC型开关电源的控制过程并非线性连续变化，它只有两个状态：当开关电源输出电压超过额定值时，脉冲控制器输出低电平，开关管截止；当开关电源输出电压低于额定值时，脉冲控制器输出高电平，开关管导通。当负载电流减小时，滤波电容放电时间延长，输出电压不会很快降低，开关管处于截止状态，直到输出电压降低到额定值以下，开关管才会再次导通。开关管的截止时间取决于负载电流的大小。开关管的导通／截止由电平开关从输出电压取样进行控制。因此这种电源也称非周期性开关电源。
２２０Ｖ市电经ＶＤ１～ＶＤ４桥式整流后在Ｖ２的集电极上形成一个３００Ｖ左右的直流电压。由Ｖ２和开关变压器组成间歇振荡器。开机后，３００Ｖ直流电压经过变压器初级加到Ｖ２的集电极，同时该电压还经启动电阻Ｒ２为Ｖ２的基极提供一个偏置电压。由于正反馈作用，Ｖ２Ｉｃ迅速上升而饱和，
在Ｖ２进入截止期间，开关变压器次级绕组产生的感应电压使ＶＤ７导通，向负载输出一个９Ｖ左右的直流电压。开关变压器的反馈绕组产生的感应脉冲经ＶＤ５整流、Ｃ１滤波后产生一个与振荡脉冲个数呈正比的直流电压。此电压若超过稳压管VD１７的稳压值，VD１７便导通，此负极性整流电压便加在Ｖ２的基极，使其迅速截止。Ｖ２的截止时间与其输出电压呈反比。ＶＤ１７的导通／截止直接受电网电压和负载的影响。电网电压越低或负载电流越大，ＶＤ１７的导通时间越短，Ｖ２的导通时间越长，反之，电网电压越高或负载电流越小，ＶＤ５的整流电压越高，ＶＤ１７的导通时间越长，Ｖ２的导通时间越短。Ｖ１是过流保护管，Ｒ５是Ｖ２Ｉｅ的取样电阻。当Ｖ２Ｉｅ过大时，Ｒ５上的电压降使Ｖ１导通，Ｖ２截止，可有效消除开机瞬间的冲击电流，同时对ＶＤ１７的控制功能也是一种补偿。ＶＤ１７以电压取样来控制Ｖ２的振荡时间，而Ｖ１是以电流取样来控制Ｖ２振荡时间的。如果是为镍镉、镍氢电池充电，由于这类电池存在一定的记忆效应，需不定时对其进行放电。ＳＷ１是镍镉、镍氢、锂离子电池充电转换开关。ＳＷ１与精密基准电源ＳＬ４３１为运放ＬＭ３２４⑨提供两个不同的精密基准源，由ＳＷ１切换。在给镍镉、镍氢电池充电时，ＬＭ３２４⑨脚的基准电压约０．０９Ｖ（空载）；在给锂离子电池充电时，ＬＭ３２４⑨脚的基准电压约为０．０８Ｖ（空载），这种设计是由这两种类型电池特有的化学特性决定的。按下ＳＷ２，Ｖ５基极瞬间得一低电平而导通，可充电池上的残余电压通过Ｖ５的ｅｃ极在Ｒ１７上放电，同时放电指示灯ＶＤ１４点亮。在按下ＳＷ２后会随即释放，这时可充电池上的残余电压通过Ｒ１６、Ｒ１３分压，Ｃ９滤波后为Ｖ４的基极提供一个高电平，Ｖ４导通，这相当于短接ＳＷ２。随着放电时间的延长，可充电池上的残余电压也越来越低，当Ｖ４基极上的电压不能维持其继续导通时，Ｖ４截止，放电终止，充电器随即转入充电状态。
由于锂电不存在记忆效应，当电池低于３Ｖ时便不能开机，其残余电压经电阻Ｒ４０、Ｒ４１分压后得到２．５３Ｖ送入运算放大器的同相端③、⑤、⑩脚，由于ＬＭ３２４⑨脚电压在负载下始终为２．６６Ｖ，因此⑧脚输出低电平，Ｖ３导通，＋９Ｖ电压通过Ｖ３ｅｃ极、ＶＤ８向可充电池充电。ＩＣ１ｄ在电容Ｃ６的作用下，{14}脚输出的是脉冲信号，由于ＩＣ１⑧脚为低电平，因此ＶＤ１２处于闪烁状态，以指示电池正在充电，对应容量为２０％。随着充电时间的延长，可充电池上的电压逐渐上升。当Ｒ４０、Ｒ４１的分压值约等于２．５８Ｖ时，即ＩＣ１③脚等于２．５８Ｖ时，ＩＣ１②脚经电阻分压后得２．５７Ｖ，其①脚输出高电平（由于在充电时，ＩＣ１⑨脚电压始终是２．６６Ｖ，Ｖ６导通；反之在空载时，ＩＣ１⑨脚为０．０８Ｖ，Ｖ６截止），ＶＤ１０、ＶＤ１１点亮，对应指示容量为４０％、６０％。当Ｒ４０、Ｒ４１的分压值上升到２．６３Ｖ时，即ＩＣ１⑤脚等于２．６３Ｖ，其⑥脚经电阻分压后得２．６３Ｖ，⑦脚输出高电平，ＶＤ９点亮，对应充电容量为８０％。只有ＩＣ１⑩脚电压≥２．６６Ｖ时，⑧脚才输出高电平，ＶＤ１３点亮，对应充电容量为１００％。即使ＶＤ１３点亮时，ＶＤ１２仍处于闪烁状态，这表示电池仍未达到完全饱和。只有ＩＣ１⑧脚电压＞６．５Ｖ时，ＶＤ１２才逐渐熄灭，表示电池完全充至饱和。
ＶＤ１６在电路中起过充、过流保护作用，ＶＤ８起反向保护作用，避免充电器断电后，电池反向放电。
IC 工艺
TH102采用双极工艺，需外置开关功率管，但成本较低廉；TNY264和PIVer12A 均采用先进的700V 高压MOS 工艺，内置MOS 开关功率管，但目前成本较高。
启动电路
TH102需外置高阻电阻（图中R2）、开关功率管（图中Q1），在TH102的控
制下完成启动；TNY264和PIVer12A均采用内置可控高压电流源供给启动电流，工艺先进。
待机功耗或零负载功耗
TH102零负载功耗包括：高压启动电阻（图中R2）静态功耗，约30mW左右；开关功率管开关损耗；磁复位损耗，图中采用RCD电路（图中R5、C5、D5）损耗较大，若采用齐纳二极管磁复位电路能降低损耗，但成本较高；开关变压器开关损耗；TH102工作损耗；和输出反馈损耗；按TH102两方案，零负载功耗小于0.3W，图中D8在零负载和小负载时将增大开关周期，减小开关功率管开关损耗。
TNY264零负载功耗包括：内置MOS开关功率管开关损耗，由于MOS开关功率管开关速度比双极开关功率管快，因而开关损耗也小；磁复位损耗，TNY264采用齐纳二极管磁复位电路（图中D5、VR1、C3）；开关变压器开关损耗；TNY264工作损耗；和输出反馈损耗；由于TNY264每个开关周期均为最大输出周期，因而在零负载和小负载时TNY264开关周期将变得很大，因而MOS开关功率管开关损耗减小，零负载功耗会很小，但如反馈、变压器等设计不好，纹波将增加，或采用经济的RCD电路时零负载功耗显著增加。
PIVer12A零负载功耗包括：内置MOS开关功率管开关损耗；磁复位损耗，VIPer12A采用齐纳二极管磁复位电路；开关变压器开关损耗；PIVer12A工作损耗；和输出反馈损耗。
尽管TH102方案待机功耗不如TNY264和PIVer12A，但小于0.3W和低价位，具有较好的性价比。
输出电压基准和反馈
TH102采用稳压管、光耦发光管（图中Z1、U3、RZ）为输出电压基准，RZ 基于光耦发光管压降为Z1提供基电流，改变该基电流（既改变RZ）可小幅改变Z1稳压值，因此，若需较高精度输出电压可调校RZ，调校RZ可采用成批稳压管分为几档，每档稳压管对应一个RZ；或TH102采用TL431（图中U2、R6、R7、R8、R9、R10、C9）电路为输出电压基准，基准精度较高和无需调校。TH102采用光耦隔离反馈电路（图中Z1、U3、RZ、C4，图3中U2、R6、R7、R8、R9、R10、C9、C4）。
TNY264采用稳压管、光耦发射二极管为输出电压基准和光耦隔离反馈电路。PIVer12A采用稳压管、光耦发射二极管为输出电压基准和光耦隔离反馈电路。其光耦隔离反馈电路原理与TH102相似。
变压器
TH102、TNY264、PIVer12A变压器设计基本相似，而且价格也相当，变压器有主绕组、参考绕组、和输出绕组，绕组之比需考虑退磁电压、TH102或TNY264或PIVer12A的工作电压、输出电压、整流二极管压降，退磁电压设计还需顾及整流二极管耐压；TH102变压器设计，输出整流二极管1N5819，EE13磁心，退磁电压75V，工作电压10V，输出电压5.5V，则绕组之比为150：22：12，主绕组4mH。
输出滤波电容和纹波电流
TH102、TNY264、PIVer12A在输出电压和输出电流相同时，按参考设计其滤波电容的纹波电流基本相同，如输出5.5V@500mA则纹波电流略小于500mA，输出一次滤波电容应选择能耐500mA的低ESR电解电容。
安全保护
TH102、TNY264、PIVer12A均有过载、短路等保护，但图5和图7还依然设
