PSR-Flyback-原边反馈基本原理-[兼容模式]

Flyback转换器电路是由Buck-Boost电路，利用磁性元件耦合的功能衍生而来，所以要探讨Flyback电路，必须先从Buck-Boost电路开始。

一、Flyback电路简介（一）Flyback电路架构Flyback变换器，俗称单端反激式DC－DC变换器，又称为返驰式(Flyback)转换器，或"Buck-Boost"转换器，因其输出端在原边绕组断开电源时获得能量，因此得名.Flyback变换器是在主开关管导通期间，电路只储存而不传递能量；在主开关管关断期间，才向负载传递能量的一种电路架构。

（1）Flyback变换器理论模型如图。

（2）实际电路结构根据Flyback变压器的同名端绕制方式，有下面两种形式，这两个电路实质上是一样的。

当然，Flyback电路还有其他衍生形式（见附录I）。

（二）Flyback变换器优点（1）电路简单，能高效提供多路直流输出，因此适合多组输出的要求。

（2）转换效率高，损失小。

（3）匝数比值较小。

（4）输入电压在很大的范围内波动时，仍可有较稳定的输出，目前已可实现交流输入在 85～265V 间，无需切换而达到稳定输出的要求。

（三）Flyback变换器缺点（1）输出电压中存在较大的纹波，负载调整精度不高，因此输出功率受到限制,通常应用于150W 以下。

（2）转换变压器在电流连续(C.C.M.)模式下工作时，有较大的直流分量，易导致磁芯饱和，所以必须在磁路中加入气隙，从而造成变压器体积变大。

（3）变压器有直流电流成份，且同时会工作于C.C.M./D.C.M.两种模式，故变压器在设计时较困难，反复调整次数较顺向式多，迭代过程较复杂。

二、Buck －Boost 转换器工作原理所有的导出型转换器都保留其基本转换器的特性；要了解Flyback 转换器，要从其基本转换器Buck －Boost 电路开始。

（一）Buck －Boost 电路组成Buck －Boost 电路由一个开关晶体管，一个功率二极管，一个储能电感和一个输出电容组成，见图1。

PSR原边反馈开关电源设计之一——变压器设计目前比较流行的低成本、超小占用空间方案设计基本都是采用PSR原边反馈反激式，通过原边反馈稳压省掉电压反馈环路（TL431和光耦）和较低的EMC辐射省掉Y电容，不仅省成本而且省空间，得到很多电源工程师采用。

比较是新技术，目前针对PSR原边反馈开关电源方案设计的相关讯息在行业中欠缺。

下面结合实际来讲讲我对PSR原边反馈开关电源设计的“独特”方法——以实际为基础。

要求条件：全电压输入，输出5V/1A，符合能源之星2之标准，符合IEC60950和EN55022安规及EMC标准。

因充电器为了方便携带，一般都要求小体积，所以针对5W的开关电源充电器一般都采用体积较小的EFD-15和EPC13的变压器，此类变压器按常规计算方式可能会认为CORE太小，做不到，如果现在还有人这样认为，那你就OUT了。

磁芯以确定，下面就分别讲讲采用EFD15和EPC13的变压器设计5V/1A 5W的电源变压器。

1. EFD15变压器设计目前针对小变压器磁芯，特别是小公司基本都无从得知CORE的B/H曲线，因PSR线路对变压器漏感有所要求。

所以从对变压器作最小漏感设计入手：已知输出电流为1A，5W功率较小，所以铜线的电流密度选8A/mm2,次级铜线直径为:SQRT(1/8/3.14)*2=0.4mm。

通过测量或查询BOBBIN资料可以得知，EFD15的BOBBIN的幅宽为9.2mm。

因次级采用三重绝缘线，0.4mm的三重绝缘线实际直径为0.6mm.为了减小漏感把次级线圈设计为1整层，次级杂数为：9.2/0.6mm=15.3Ts,取15Ts.因IC内部一般内置VDS耐压600~650V的MOS，考虑到漏感尖峰，需留50~100V的应力电压余量，所以反射电压需控制在100V以内，得：(Vout+VF)*n<100,即：n<100/（5+1）,n<16.6,取n=16.5,得初级匝数NP=15*16.5=247.5取NP=248，代入上式验证，（Vout+VF）*(NP/NS)<100,即(5+1)*(248/15)=99.2<100,成立。

【初学版】flyback的分析和设计大家最早可能接触,也是可能接触最多的电路拓扑应该是flyback.至少我刚刚接触电源的时候,最先就是flyback.不会设计,连分析也不懂,唯一能做的是模仿(额,难听点就是抄袭了:( ).这样子的状态持续了一段时间后,才开始慢慢的有一些了解.为了让初学者能更快的上手,少走弯路,于是有了这一章.为了分析flyback电路,我们从flyback的源头开始说吧.Flyback是从最基本的三种电路中的buck-boost演变而来的.所以对buck-boost的分析,一定有助于对flyback的分析,而且buck-boost看起来似乎要比flyback简单,至少它没有变压器吧.为了证明我没有骗你,下面将要开始来对buck-boost进行演变,最终会演变成flyback.图一图一 是buck-boost的原型电路. 把电感L绕一个并联线圈出来,如图二:图二把L的2个并联线圈断开连接,并且改变圈数比,改为:1:n,如图三:图三把图三中的二极管沿着所在回路移动,变成阴极朝外的样子,并且,改变输出电压V和接地的位置如图四:图四把图四中的Q顺着回路移动到变压器下方,如图五:图五把图五的电路,重新整理一下成图六.^_^,这样子和你见到的flyback有点像了吧.图六以上说明,我们研究buck-boost的行为特性,对研究flyback的行为特性有很大的帮助.1. 电路工作在连续状态(CCM),也就是说电感电流L是连续的,任何时候电感中总存在电流.(电路的另一种工作状态DCM将在以后的章节中分析)2. 在一的假设下,电路工作就可以分成2个状态,状态1,Q开通,二极管D关断,这个状态时间长度为t1, ,Ts为周期,这个状态记为d,状态2,Q关断,二极管D开通,这个状态记为 ,d' ＝1-d.3. 电感L中的电流 纹波和电容C上的电压纹波相对其直流分流来说都很小.一个好的设计,要求输出的电压纹波总是很小,所以,C的纹波小,总是成立的.4. 所有的损耗都不讨论先.即,电路所有原件是理想的.5. 电路工作在一个稳定的状态下.第一个工作状态:mosfet Q开通,二极管D关断.如图八所示:图八列写状态方程:(1)(2)因为有前面的假设,所以2可以简化为:(3)状态1的持续时间为 dTs.第二个工作状态:Mosfet Q关断,二极管D开通.如图九所示:图九(4)(5)状态2持续时间为(1-d)Ts,记为d'Ts.由于这是一个和谐的电路,所以有:(6)(7)解等式 6 和 7 ,并利用 d+d' =1可得:(8)(9)从等式 8 看到了在CCM模式下面buck-boost的直流增益,因为flyback是从buck-boost变来的,所以我们猜测flyback的直流增益应该和这个有些像(具体见后文推导).从等式 9 看到了在CCM模式下面buck-boost的电感的平均电流就等于输出的电流除以d'.接着马上研究一下mosfet和D所承受的电压.在状态1,二极管D关断,所承受的反压为:(10)利用等式8的结果,则(10)可以写为: (11)同理可在状态 2 计算Mosfet所承受的电压: (12)等式 11 和等式 12 在告诉我们,占空比 d 越大,输出电压V的值越高,Mosfet和二极管D所承受的电压越高(好像是废话,输出电压越高,直观来说器件所承受的电压也越高嘛).等式 11 和等式 12,不仅仅验证了这个直观的想法,而且定量的给出了电压的大小,这个是有意义的事情.下面研究一下这个电路中的电流吧.电感的平均电流i等式9 已经给出,是和输出电流相关,那电感的纹波电流呢?在状态1,电感电流的示意图如图十所示(在画图板里面画的图,难看一点了,能看明白就好了,将就用下吧):图十从图十中计算:(13)这个的大小是可以被设计的.而且,如果电路是理想无损耗的话,当输入电压和输出电压确定后,这个值是不随着输出电流变化的,它被电感所确定了!这个很重要,对后面的DCM状态的分析很重要.前面有假设相对i很小,那现在给出一个具体的值,比如 设计成i的5%.有效值(RMS)的计算,按照公式是这么算:(14)在电源中,最常见的是梯形波(三角波是梯形波的一种特殊形式),每次都按 14 的方法计算RMS 值是不是觉得很烦呢?有没有简单的方法啊?答案,有,下面就是一个很简单的计算诸如梯形波一类分段线性函数的有效值的方法.真的很简单,像梯形波这样子,一般用心算就可以得出来近似值了哦...一个如图十一的波形,有效值可以这样子计算:图十一(14a)其中D1,D2,D3,分别表示该段经历的时间占总时间的比例.好,马上来利用一下我们的秘籍来计算通过Mosfet,二极管D和电感的RMS电流.这个事情很有意义.已经假设为5%的i的大小,则通过Mosfet的RMS电流(15)有发现什么没有?这个值是不是非常接近于用电感电流的平均值i来计算的RMS值啊(说明在小纹波的情况下,用平均值来代替RMS值,是一个好办法.因为通常来说,平均值都比RMS值好计算^_^).同理,流过二极管D的RMS电流可以表示为:(16)流过电感L的RMS电流可以表示为:(17)到这里,几乎所有的原件都计算了,除了C.下面就来计算C的一些东西.C上的纹波电压.利用我们前面的假设,在d'时间段内,有:(18)所以有:(19)对C进行充放电的电流只是纹波电流,其直流成分都供给了负载,所以有:(20)其中 表示输出电流并且好,到现在为止,你已经是一个CCM模式的buck-boost的初级设计师了。

Primary side regulated flyback AC-DCPSR技术PSR技术技术简介PSR技术简介1、PSR传统的次级端反馈的缺点1.1 传统的次级端反馈的缺点1.1技术的优点1.2 PSR1.2 PSR技术的优点1.3PSR的应用.3 S的应用PSR技术的原理PSR技术的原理2、PSRflyback变换器的原理2.1 flyback2.1如何在原边检测输出电压VoVo和输出电流和输出电流Io2.2 如何在原边检测输出电压Io2.222如何在原边检测输出电压如何在原边检测输出电压V V和输出电流和输出电流I I2.3 PSR实现恒压和恒流的原理实现恒压和恒流的原理2.3 PSR2.4 PSR恒压功能和恒流功能之间如何实现切换恒压功能和恒流功能之间如何实现切换2.4 PSR的关键技术问题3、PSRPSR的关键技术问题1、PSR技术简介1.1 传统的次级端反馈的缺点恒流控制恒压控制采用传统次级端调节反激式转换器采用传统次级端调节反激式转换器此方案可提供精确的电压、电流控制，但缺点是：（1）组件数目较多，电路板空间，成本，可靠性（2）采样电阻Ro增加功耗，效率（3）光耦合器不能工作于高温环境下(Current transfer ratio degradation due to temperature rises)光耦合存在个低频极点（4）光耦合器存在一个低频极点（20-30kHz）this low frequency pole complicates the feedback loop design1.2 PSR技术的优点PSR（Primary-Side-Regulation ）：原边调制在变压器原边检测输出信息消除了次级的采样电路无须使用TL431和光耦合器减少组件数目，降低了整体电路的复杂性更为高效和优化1.3 PSR的应用笔记本手机数码相机等数码产品 笔记本、手机、数码相机等数码产品的锂电子电池的充电器计算机（PC）的辅助电源LED 驱动pkI pkIpk I pk Ipk I pk IpkI pk IVrefon Lt R ×V P O V O P 121212O O O O R R V V P P >=<EV EV on INt V ×2IN 21IN IN V V >V V R R 112IN IN on on V V t t <>1O O P P =EVL R V O V St P 121212O O O O R R V V P P >=<12S S t t >Dt D St t V O V P P O 1212O O R R V V >>12O O P P >IIpktDDt V P O V O P pk DI t ×121212O O O O R R V V P P >>>Dt SM S OPN L t I N V t in DVVP pk DI t×PrefV EV E具有CV和CC功能的PSR（PWM方式实现恒压；PFM方式实现恒流）pk V >refV EV ErefV EV E3、PSR的关键技术问题（1）芯片的低启动电流和较大的UVLO滞回窗口（2）EMI问题（3）轻载时的效率(4) 前沿消隐（5）如何在原边精确检测副边的消磁时间（6）如何在原边精确检测输出电压Vo（7）对输出整流二极管D的温度补偿(8) zero-voltage switching施密特触发器实现滞回窗口）串联，施密特触发器实现滞回窗口打开模拟电源供电和数字电源供电关闭模拟电源供电和数字电源供电副边电流的过零点检测消磁时间辅助绕组振铃电压的过零点DLSiS的非线性在原边精确检测输出电压Vo的漏源电压Vds。

反激拓扑（flyback）浅析施鑫淼 2010年11月目录1、反激变换器的适用范围 (2)2、反激变换器的基本工作原理 (2)3、DCM(discontinuous current mode)&CCM(continuous current mode) (3)4、反激拓扑的优缺点 (4)5、DCM反激变换器设计实例：变换器要求 (4)6、总体拓扑 (5)7、变压器设计 (6)7.1确定输入整流滤波电容和DC输入范围 (6)7.2确定占空比 (7)7.3确定匝数比和开关管最大耐压 (7)7.4初选磁芯 (9)7.5计算输入电流峰值和原边电感值 (9)7.6计算初级匝数和线径 (10)7.7计算次级匝数和线径 (11)7.8集肤效应的考虑 (11)7.9计算绕组系数 (12)7.10变压器的绕制 (13)8、主要元器件的确定 (13)8.1输入滤波电容 (13)8.2开关mos管 (13)8.3输出二极管 (14)8.4输出电容 (14)8.5启动电阻 (15)9、Snubber设计 (15)9.1输入开关管RCD钳位设计 (15)9.2输出二极管钳位设计 (16)9.3两种钳位方式比较 (17)10、反馈电路设计 (17)11、3843周边线路 (19)12、一些相关问题 (20)12.1漏感的影响 (20)12.2气息的作用 (20)12.3噪音 (21)13、EMI分析 (21)Notice (21)1、反激变换器的适用范围由于不需要接输出滤波电感，使得反激变换器的成本较低、体积较小，所以这种拓扑在输出功率为5－150W的电源中广泛应用。

适用于高电压、低功率场合。

主要应用于小型仪器、仪表，家用电器等电源，自动化设备中的控制电源。

除了功率以外，一般在选择用反激拓扑时还应考虑以下限制：若输出电流很大，且输出电压纹波要求较高时不适宜用反激拓扑，因为输出滤波电容将会很难选择；若输出多于三组或四组时，最好不要用反激拓扑，因为次级能量输出时是按漏感的大小来进行分配的，如果绕组间漏感不匹配，就会影响到输出调整率，没有直接取反馈的那路的电压容易随负载变化而剧烈变化。