电源反馈设计速成篇之五设计篇(Voltage mode,CCM)

DCDC Buck变换器CCM设计与仿真优化工具在电力转换领域，降压型DC-DC变换器广泛用于将高电压转换为低电压，以满足各种电子设备对不同电压级别的要求。

而传统的控制器设计及模拟仿真通常需要大量的时间和资源。

为了提高设计效率和准确性，DC-DC Buck变换器的CCM（Continous Conduction Mode，连续导通模式）设计与仿真优化工具应运而生。

CCM设计与仿真优化工具利用计算机辅助设计（CAD）技术，结合数值计算方法和算法优化技术，能够快速准确地进行DC-DC Buck 变换器的设计和仿真优化。

该工具可以通过输入电源参数、负载参数和控制策略参数，自动计算并优化DC-DC Buck变换器的参数配置，从而满足设计要求。

CCM设计与仿真优化工具的核心功能包括以下几个方面：1. 拓扑选择：根据设计要求和特定应用场景，工具能够快速选择最适合的DC-DC Buck变换器拓扑结构，例如简单的降压型变换器、二极管恒导通模式（Diod-rectified buck converter）和同步整流模式（Synchronous rectification）等。

2. 参数配置：通过输入电源参数、负载参数和控制策略参数，工具可以自动计算并优化DC-DC Buck变换器的关键参数配置，例如输入输出电压、电感电容值和占空比等。

同时，还可以优化控制策略的参数，如PID（Proportional-Integral-Derivative）控制器参数。

3. 稳态和动态分析：在参数配置确定后，工具能够进行稳态和动态分析。

稳态分析包括输出电压、输出电流、开关电流和功率损耗等的计算和优化。

动态分析则涉及响应时间、过渡过程和稳定性评估等。

4. 电磁兼容性分析：工具还可以进行电磁兼容性（EMC）分析，评估DC-DC Buck变换器在工作过程中产生的干扰和抗干扰能力。

通过优化布局和滤波器设计，减少电磁干扰，提高系统的可靠性和稳定性。

最详细的开关电源反馈回路设计开关电源是一种常用的电源供应方式，具有高效率和稳定输出电压的特点。

为了确保开关电源能够稳定工作，需要设计合理的反馈回路。

开关电源的反馈回路是一个闭环控制系统，通过对输出电压进行采样，与参考电压进行比较，计算出误差信号，再经过调整和补偿，使得输出电压稳定在设定值。

首先，需要选择合适的反馈控制策略。

常用的反馈控制策略有电压模式控制（Voltage Mode Control）和电流模式控制（Current Mode Control）。

电流模式控制具有更快的动态响应和更好的稳定性，但需要更复杂的设计和调试，因此在设计中需进行合理选择。

在电压模式控制中，可以使用一个误差放大器进行电压比较，产生误差信号。

误差放大器一般采用差分放大电路，通过输入电压和参考电压的差值乘以一个放大倍数，生成一个调整后的误差信号。

误差放大器的输出信号会经过一个滤波器进行滤波处理，以消除高频噪声。

接下来，需要设计一个比例积分（PI）控制器。

PI控制器可以提供稳定的、无超调的输出响应。

PI控制器的输入是经过滤波器处理后的误差信号，根据误差的大小来调整控制器的输出。

比例增益（Kp）决定了控制器对误差的响应速度，而积分时间常数（Ti）决定了控制器对误差的积分时间，即系统的稳定性。

在设计PI控制器时，可以根据经验公式来选择合适的参数。

通过实际测试和调整，可以优化控制器性能，使得开关电源的输出电压更加稳定。

最后，需要对开关电源进行保护设计。

开关电源反馈回路应具备过压保护、过流保护和短路保护等功能。

过压保护可以避免输出电压过高，过流保护可以防止过大的输出电流，短路保护可以防止输出端短路。

总之，开关电源反馈回路设计需要合理选择控制策略，设计误差放大器和滤波器、PI控制器，并进行参数调整和保护设计。

通过以上步骤，可以设计出稳定可靠的开关电源反馈回路。

最详细的开关电源反馈回路设计开关电源反馈回路设计是个挺有意思的话题。

听起来高深，其实很多细节值得我们好好琢磨。

今天我们就从几个方面聊聊，深入浅出，轻松搞定这些概念。

一、反馈回路的基本概念1.1 什么是反馈回路首先，反馈回路就是把输出信号的一部分送回输入。

这么做的目的是调节输出，使其稳定。

想象一下，开关电源就像一个小孩，时不时需要父母的指导。

没有这些反馈，小孩可能就会偏离轨道，输出的电压也可能出现大起大落。

1.2 反馈类型反馈可以分为两种：正反馈和负反馈。

正反馈就像是推波助澜，鼓励小孩继续做某件事情。

而负反馈则是提醒小孩停下来，纠正错误。

大部分情况下，我们更喜欢负反馈，因为它能帮助系统保持稳定。

通过负反馈，输出电压的波动会被抑制，电源的性能也会更可靠。

二、开关电源的基本结构2.1 开关管的作用开关电源的核心是开关管。

它负责控制电流的开关，调节输出电压。

可以把它想象成一个开关，时而打开，时而关闭。

这个过程中，它的工作频率决定了电源的效率。

频率高了，能量损失就小，输出稳定；频率低了，损失就增加，系统也会变得不稳定。

2.2 变压器的功能变压器在这里也占据重要位置。

它的作用是将输入的高压电压转换为适合的低压电压。

变压器就像是一个聪明的调酒师，能将各种成分混合，调配出最合适的“鸡尾酒”。

这里的鸡尾酒就是我们所需的电压。

2.3 整流与滤波整流和滤波是最后一步，确保我们得到的是平滑的直流电。

整流就像是把粗糙的石头打磨成光滑的宝石。

滤波则是去除电流中的杂音，确保输出的电流干净。

这个过程至关重要，稍有不慎，电源的稳定性就会受到影响。

三、反馈回路设计的要点3.1 控制环路设计设计反馈回路时，控制环路的选择非常关键。

控制环路决定了系统的响应速度和稳定性。

要确保环路的增益合适。

增益太高，系统可能会出现震荡；增益太低，系统反应迟缓。

这里的平衡就像走钢丝，得小心翼翼。

3.2 选择合适的传感器在设计反馈回路时，传感器的选择也不能忽视。

CCM模式APFC电路设计传统的工频交流整流电路，因为整流桥后面有一个大的电解电容来稳定输出电压，所以使电网的电流波形变成了尖脉冲，滤波电容越大，输入电流的脉宽就越窄，峰值越高，有效值就越大。

这种畸变的电流波形会导致一些问题，比如无功功率增加、电网谐波超标造成干扰等。

功率因数校正电路的目的，就是使电源的输入电流波形按照输入电压的变化成比例的变化。

使电源的工作特性就像一个电阻一样，而不在是容性的。

目前在功率因数校正电路中，最常用的就是由BOOST变换器构成的主电路。

而按照输入电流的连续与否，又分为DCM、CRM、CCM模式。

DCM模式，因为控制简单，但输入电流不连续，峰值较高，所以常用在小功率场合。

CCM模式则相反，输入电流连续，电流纹波小，适合于大功率场合应用。

介于DCM和CCM之间的CRM称为电流临界连续模式，这种模式通常采用变频率的控制方式，采集升压电感的电流过零信号，当电流过零了，才开通MOS管。

这种类型的控制方式，在小功率PFC电路中非常常见。

今天我们主要谈适合大功率场合的CCM模式的功率因数校正电路的设计。

要设计一个功率因数校正电路，首先我们要给出我们的一些设计指标，我们按照一个输出500W左右的APFC电路来举例：已知参数：交流电源的频率fac——50Hz最低交流电压有效值Umin——85Vac最高交流电压有效值Umax——265Vac输出直流电压Udc——400VDC输出功率Pout——600W最差状况下满载效率η——92%开关频率fs——65KHz输出电压纹波峰峰值Voutp-p——10V那么我们可以进行如下计算：1，输出电流Iout=Pout/Udc=600/400=1.5A2，最大输入功率Pin=Pout/η=600/0.92=652W3，输入电流最大有效值Iinrmsmax=Pin/Umin=652/85=7.67A4，那么输入电流有效值峰值为Iinrmsmax*1.414=10.85A5，高频纹波电流取输入电流峰值的20%，那么Ihf=0.2*Iinrmsmax=0.2*10.85=2.17A6，那么输入电感电流最大峰值为：ILpk=Iinrmsmax+0.5*Ihf=10.85+0.5*2.17=11.94A7，那么升压电感最小值为Lmin=(0.25*Uout)/(Ihf*fs)=(0.25*400)/(2.17*65KHz)=709uH8，输出电容最小值为：Cmin=Iout/(3.14*2*fac*Voutp-p)=1.5/(3.14*2*50*10)=477.7uF，实际电路中还要考虑hold up时间，所以电容容量可能需要重新按照hold up的时间要求来重新计算。

ccm模式反激变压器计算CCM模式反激变压器是一种常见的电力电子变压器，也被广泛应用于电力系统中。

它的设计和计算对于保证电力传输的稳定性和高效性具有重要意义。

本文将介绍CCM模式反激变压器的基本原理和计算方法。

我们来了解一下CCM模式反激变压器的基本原理。

CCM模式，即连续导通模式（Continuous Conduction Mode），是指变压器的磁场在整个工作周期内都保持连续导通的状态。

而反激变压器则是指在工作过程中，变压器的磁场能量会周期性地被释放和吸收。

CCM模式反激变压器通过合理控制开关管的通断时间，实现电能的高效转换。

在计算CCM模式反激变压器的参数时，首先需要确定变压器的额定功率和输入输出电压。

额定功率是指变压器在设计工作条件下所能承载的最大功率。

输入输出电压则是指变压器的输入端和输出端的电压。

根据这些参数，可以进一步计算出变压器的额定电流和额定频率。

接下来，我们需要计算变压器的变比和匝数。

变比是指输入电压与输出电压之间的比值，可以根据输入输出电压的值来计算。

匝数则是指变压器的输入线圈和输出线圈的匝数，可以通过变比和输入线圈的匝数来计算。

在计算变压器的匝数时，需要注意线圈的绕组方式和磁芯的材料。

绕组方式有串联和并联两种，根据实际情况选择合适的绕组方式。

而磁芯的材料则会影响变压器的磁导率和损耗，需要选择合适的材料来提高变压器的效率。

还需要计算变压器的损耗和效率。

损耗是指变压器在工作过程中由于电阻、涡流和剩磁等因素引起的能量损失。

效率则是指变压器输出功率与输入功率之间的比值，可以通过计算损耗和输出功率来得到。

在计算过程中，需要考虑变压器的额定工作条件和安全系数。

额定工作条件是指变压器在设计工作条件下所能承受的最大电流和温度。

安全系数是指在设计过程中考虑到不确定因素所设置的保护值，通常为额定值的1.2倍。

CCM模式反激变压器的计算涉及到额定功率、输入输出电压、变比、匝数、损耗和效率等参数。

开关电源的模式
CCM模式：指电流是连续的，每个周期里磁芯里的磁场并不回退到零。

这只有输入电压比较低时才会使用。

一般反激电源工作于DCM模，即电流是间断的，每个周期磁芯的能量完全传递到后级。

当输出功率大时，PWM波占空比变大，每次的正向伏秒数变大，反向伏秒数变小，最后正向大于反向，就会进入CCM模，输出功率据需增大，电流更大，磁芯就会饱和，电感会很小。

一般会严格控制不使进入CCM模。

也正因如此，要做到输出功率大，要求输入电压要高。

所以反激电源一般用于220直接变压。

而在输入电压几十伏时，绝大多数采用正激变换器。

CCM连续电流模式反激变压器的设计一. 序言反激式变换器以其电路结构简单,成本低廉而深受广大开发工程师的喜爱,它特别适合小功率电源以及各种电源适配器.但是反激式变换器的设计难点是变压器的设计,因为输入电压范围宽,特别是在低输入电压,满负载条件下变压器会工作在连续电流模式(CCM),而在高输入电压,轻负载条件下变压器又会工作在不连续电流模式(DCM);另外关于CCM模式反激变压器设计的论述文章极少,在大多数开关电源技术书籍的论述中, 反激变压器的设计均按完全能量传递方式(DCM模式)或临界模式来计算,但这样的设计并未真实反映反激变压器的实际工作情况,变压器的工作状态可能不是最佳.因此结合本人的实际调试经验和心得,讲述一下不完全能量传递方式(CCM) 反激变压器的设计.二.反激式变换器(Flyback Converter)的工作原理1).反激式变换器的电路结构如图一.2).当开关管Q1导通时,其等效电路如图二(a)及在导通时初级电流连续时的波形,磁化曲线如图二(b).当Q1导通,T1之初级线圈渐渐地会有初级电流流过,能量就会储存在其中.由于变压器初级与次级侧之线圈极性是相反的,因此二极管D1不会导通,输出功率则由Co来提供.此时变压器相当于一个串联电感Lp,初级线圈电流Ip可以表示为:Vdc=Lp*dip/dt此时变压器磁芯之磁通密度会从剩磁Br增加到工作峰值Bw.3.当Q1截止时, 其等效电路如图三(a)及在截止时次级电流波形,磁化曲线如图三(b).当Q1截止时,变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.当∆B向负的方向改变时(即从Bw降低到Br),在变压器所有线圈之电压极性将会反转,并使D1导通,也就是说储存在变压器中的能量会经D1,传递到Co 和负载上.此时次级线圈两端电压为:Vs(t)=Vo+Vf (Vf为二极管D1的压降).次级线圈电流:Lp=(Np/Ns)2*Ls (Ls为次级线圈电感量)由于变压器能量没有完全转移,在下一次导通时,还有能量储存在变压器中,次级电流并没有降低到0值,因此称为连续电流模式或不完全能量传递模式(CCM).三.CCM模式下反激变压器设计的步骤1. 确定电源规格.1..输入电压范围Vin=85—265Vac;2..输出电压/负载电流:Vout1=5V/10A,Vout2=12V/1A;3..变压器的效率ŋ=0.902. 工作频率和最大占空比确定.取:工作频率fosc=100KHz, 最大占空比Dmax=0.45.T=1/fosc=10us.Ton(max)=0.45*10=4.5usToff=10-4.5=5.5us.3. 计算变压器初与次级匝数比n(Np/Ns=n).最低输入电压Vin(min)=85*√2-20=100Vdc(取低频纹波为20V).根据伏特-秒平衡,有: Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n.n= [Vin(min)* Dmax]/ [(Vout+Vf)*(1-Dmax)]n=[100*0.45]/[(5+1.0)*0.55]=13.644. 变压器初级峰值电流的计算.设+5V输出电流的过流点为120%;+5v和+12v整流二极管的正向压降均为1.0V. +5V输出功率Pout1=(V01+V f)*I01*120%=6*10*1.2=72W+12V输出功率Pout2=(V02+V f)*I02=13*1=13W变压器次级输出总功率Pout=Pout1+Pout2=85W如图四, 设Ip2=k*Ip1, 取k=0.41/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout/ŋIp1=2*Pout/[ŋ(1+k)*Vin(min)*Dmax]=2*85/[0.90*(1+0.4)*100*0.45]=3.00AIp2=0.4*Ip1=1.20A5. 变压器初级电感量的计算.由式子Vdc=Lp*dip/dt,得:Lp= Vin(min)*Ton(max)/[Ip1-Ip2]=100*4.5/[3.00-1.20]=250uH6.变压器铁芯的选择.根据式子Aw*Ae=Pt*106/[2*ko*kc*fosc*Bm*j*ŋ],其中:Pt(变压器的标称输出功率)= Pout=85WKo(窗口的铜填充系数)=0.4Kc(磁芯填充系数)=1(对于铁氧体),变压器磁通密度Bm=1500 Gsj(电流密度): j=5A/mm2;Aw*Ae=85*106/[2*0.4*1*100*103*1500Gs*5*0.90]=0.157cm4考虑到绕线空间,选择窗口面积大的磁芯,查表:EER2834S铁氧体磁芯的有效截面积Ae=0.854cm2它的窗口面积Aw=148mm2=1.48cm2EER2834S的功率容量乘积为Ap =Ae*Aw=1.48*0.854=1.264cm4 >0.157cm4故选择EER2834S铁氧体磁芯.7.变压器初级匝数及气隙长度的计算.1).由Np=Lp*(Ip1-Ip2)/[Ae*Bm],得:Np=250*(3.00-1.20)/[85.4*0.15] =35.12 取Np=36由Lp=uo*ur*Np2*Ae/lg,得:气隙长度lg=uo*ur*Ae*Np2/Lp=4*3.14*10-7*1*85.4mm2*362/(250.0*10-3mH)=0.556mm 取lg=0.6mm2). 当+5V限流输出,Ip为最大时(Ip=Ip1=3.00A),检查Bmax.Bmax=Lp*Ip/[Ae*Np]=250*10-6*3.00/[85.4 mm2*36]=0.2440T=2440Gs <3000Gs因此变压器磁芯选择通过.8. 变压器次级匝数的计算.Ns1(5v)=Np/n=36/13.64=2.64 取Ns1=3Ns2(12v)=(12+1)* Ns1/(5+1)=6.50 取Ns2=7故初次级实际匝比:n=36/3=129.重新核算验证占空比Dmax和Dmin.1).当输入电压为最低时: Vin(min)=100Vdc.由Vin(min)* Dmax= (Vout+Vf)*(1-Dmax)*n,得:Dmax=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(min)]=6*12/[6*12+100]=0.4182).当输入电压为最高时: Vin(max)=265*1.414=374.7Vdc.Dmin=(Vout+Vf)*n/[(Vout+Vf)*n+ Vin(max)]=6*12.00/[6*12.00+374.7]=0.1610. 重新核算验证变压器初级电流的峰值Ip和有效值Ip(rms).1).在输入电压为最低Vin(min)和占空比为Dmax条件下,计算Ip值和K值.(如图五)设Ip2=k*Ip1.实际输出功率Pout'=6*10+13*1=73W1/2*(Ip1+Ip2)*Vin(min)*Ton(max)/T= Pout'/ŋ(1)K=1-[Vin(min)* Ton(max)]/(Ip1*Lp) (2)由(1)(2)得:Ip1=1/2*{2*Pout'*T/[ŋ* Vin(min)*Ton(max)]+Vin(min)* Ton(max)/Lp}=0.5*{2*73*10/[0.90*100*4.18]+100*4.18/250.0}=2.78AK=1-100*4.18/[2.78*250]=0.40Ip2=k*Ip1=2.78*0.40=1.11A2).初级电流有效值Ip(rms)=[Ton/(3T)*(Ip12+Ip22+Ip1*Ip2)]1/2=[0.418/3*(2.782+1.112+2.78*1.11)] 1/2=1.30A11. 次级线圈的峰值电流和有效值电流计算:当开关管截止时, 变压器之安匝数(Ampere-Turns NI)不会改变,因为∆B并没有相对的改变.因此开关管截止时,初级峰值电流与匝数的乘积等于次级各绕组匝数与峰值电流乘积之和(Np*Ip=Ns1*Is1p+Ns2*Is2p).由于多路输出的次级电流波形是随各组负载电流的不同而不同, 因而次级电流的有效值也不同.然而次级负载电流小的回路电流波形,在连续时接近梯形波,在不连续时接近三角波,因此为了计算方便,可以先计算负载电流小的回路电流有效值.1).首先假设+12V输出回路次级线圈的电流波形为连续,电流波形如下(图一):1/2*[Is2p +Is2b]*toff/T=I02(3)Ls1*[Is2p–Is2b]/toff=V02+Vf (4)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(5)由(3)(4)(5)式得:Is2p=1/2*{2*I02/[1-D]+[V02+Vf]*[1-D]*T*Np2/[Ns22*Lp]}=0.5*{2*1/[1-0.418]+[12+1]*[1-0.418]*10*362/[72*250]}=5.72AIs2b =I01/[1-D]-1/2*[V01+Vf]*[1-D]*Np2/[Ns22*Lp]=1/0.582-0.5*13*0.582*10*362/[72*250]=-2.28A <0因此假设不成立.则+12V输出回路次级线圈的电流波形为不连续, 电流波形如上(图七).令+12V整流管导通时间为t’.将Is2b=0代入(3)(4)(5)式得:1/2*Is2p*t’/T=I02(6)Ls1*Is2p/t’=V02+Vf (7)Ls2/Lp=(Ns2/Np)2(8)由(6)(7)(8)式得:Is2p={(V02+Vf)*2*I02*T*Np2/[Lp*Ns22]}1/2={2*1*[12+1]*10*362/[72*250]} 1/2=5.24At’=2*I02*T/ Is2p=2*1*10/5.24=3.817us2).+12V输出回路次级线圈的有效值电流:Is2(rms)= [t’/(3T)]1/2*Is2p=[3.817/3*10] 1/2*5.24=1.87A3).+5v输出回路次级线圈的有效值电流计算:Is1rms= Is2(rms)*I01/I02=1.87*10/1=18.7A12.变压器初级线圈和次级线圈的线径计算.1).导线横截面积:前面已提到,取电流密度j=5A/mm2变压器初级线圈:导线截面积= Ip(rms)/j=1.3A/5A/mm2=0.26mm2变压器次级线圈:(+5V)导线截面积= Is1(rms)/j=18.7A/5A/mm2=3.74 mm2(+12V)导线截面积= Is2(rms)/j=1.87A/5A/mm2=0.374mm22).线径及根数的选取.考虑导线的趋肤效应,因此导线的线径建议不超过穿透厚度的2倍.穿透厚度=66.1*k/(f)1/2k为材质常数,Cu在20℃时k=1.=66.1/(100*103)1/2=0.20因此导线的线径不要超过0.40mm.由于EER2834S骨架宽度为22mm,除去6.0mm的挡墙宽度,仅剩下16.0mm的线包宽度.因此所选线径必须满足每层线圈刚好绕满.3).变压器初级线圈线径:线圈根数=0.26*4/[0.4*0.4*3.14]=0.26/0.1256=2取Φ0.40*2根并绕18圈,分两层串联绕线.4).变压器次级线圈线径:+5V: 线圈根数=3.74/0.1256=30取Φ0.40*10根并绕3圈, 分三层并联绕线.+12V: 线圈根数=0.374/0.1256=3取Φ0.40*1根并绕7圈, 分三层并联绕线.5).变压器绕线结构及工艺.为了减小变压器的漏感,建议采取三文治绕法,而且采取该绕法的电源EMI性能比较好.四.结论.由于连续模式下电流峰值比不连续模式下小,开关管的开关损耗较小,因此在功率稍大的反激变换器中均采用连续模式,且电源的效率比较高.由于反激式变压器的设计是反激变换器的设计重点,也是设计难点,如果参数不合理,则会直接影响到整个变换器的性能,严重者会造成磁芯饱和而损害开关管,因此在设计反激变压器时应小心谨慎,而且变压器的参数需要经过反复试验才能达到最佳.。

电源反馈设计速成篇之五: 设计篇 (Voltage mode, CCM)设计的目的是为了系统稳定且有足够频率响应使系统在负载变化时得到较小的电压波动.传统的无差运放调节器分为一类(Type 1), 二类(Type 2)和三类(Type 1), 对应其有一个, 两个和三个极点.图1为Type 1补偿器. 其传递函数为一积分器.应用Type1补偿器时，为了系统稳定，剪切频率必须远在LC 谐振双极点之前．一般应用于对负载变化要求不高的场合．1111C R s G I ⋅⋅= 图2为Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1(1)(1211p z II s s s C C R G ωω++⋅⋅+⋅=, 其中212121C C C C R p +⋅⋅=ω，221C R z ⋅=ω 图3为Type 2补偿器波特图．相比Type1多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图4为Type 2补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．其前提是ESR 零点在剪切频率之前靠近LC 谐振双极点，否则相位裕量不够．设计要点是放零点在LC 谐振双极点之前如0.1倍处，极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图5为Type 3补偿器波特图．相比Type2又多引入了一个零点和极点，零点在前极点在后因此可以提升更多相位，推高剪切频率提高系统响应速度．图6为Type 3补偿器系统设计波特图，黑色为主电路开环频率响应，粉红色为补偿器频率响应，蓝色为整个系统开环回路增益(Loop Gain)，虚线为运放开环增益．剪切频率可在LC 谐振双极点之后．设计要点是放两个零点在LC 谐振双极点之前如0.5和1倍处以抵消LC 谐振双极点，一个极点在ESR 零点处抵消ESR 零点,处另一个极点在0.5倍开关频率之前以衰减高频噪声．图1. Type 1补偿器图2. Type 2补偿器图3. Type 2补偿器波特图图４. Type 2补偿器系统设计波特图图5. Type 3补偿器图6. Type 3补偿器波特图图7. Type 3补偿器系统设计波特图Type 2补偿器, 其传递函数为)/1()/1()/1()/1(1)(12121211p p z z III s s s s s C C R G ωωωω+⋅++⋅+⋅⋅+⋅=, 其中2121211C C C C R p +⋅⋅=ω，3321C R p ⋅=ω,2211C R z ⋅=ω, 3312)(1C R R z ⋅+=ω 设计例子: Vin=5V, Vout=3.3V, Fsw=300kHz, Cout=990uF, ESR=5mohm, L=900nH, DCR=3mohm, 剪切频率希望在90kHz, 相位裕量45度.Type 2设计: R1=4.12k, R2=124k, C1=8.2pF, C2=2.2nF, 设计结果如图8所示. 相位裕量不到45度, Type 2已经无能为力了.Type3 设计: R1=4.12k, R2=20.5k, R3=150ohm, C1=0.22nF, C2=2.7nF, C3=6.8nF, 设计结果如图9所示. 相位裕量45度有余.原文是Intersil Technical Brief 417(TB417). 有兴趣的可看原文. 图画的不错就拷贝来了.这里的设计方法仅限于已知电容量大小, 对模块电源来说, 不接电容和接不同类型电容都要稳定, 则剪切频率不可能太高,Type 1或Type 2或其他类型补偿器也能使用, 因根据实际情况加以调整而不可拘泥.图8. Type 2设计结果图9. Type 3设计结果。

多路输出反激式开关电源的反馈环路设计引言开关电源的输出是直流输入电压、占空比和负载的函数。

在开关电源设计中，反馈系统的设计目标是无论输入电压、占空比和负载如何变化，输出电压总在特定的范围内，并具有良好的动态响应性能。

电流模式的开关电源有连续电流模式(CCM)和不连续电流模式(DCM)两种工作模式。

连续电流模式由于有右半平面零点的作用，反馈环在负载电流增加时输出电压有下降趋势，经若干周期后最终校正输出电压，可能造成系统不稳定。

因此在设计反馈环时要特别注意避开右半平面零点频率。

当反激式开关电源工作在连续电流模式时，在最低输入电压和最重负载的工况下右半平面零点的频率最低，并且当输入电压升高时，传递函数的增益变化不明显。

当由于输入电压增加或负载减小，开关电源从连续模式进入到不连续模式时，右半平面零点消失从而使得系统稳定。

因此，在低输入电压和重输出负载的情况下，设计反馈环路补偿使得整个系统的传递函数留有足够的相位裕量和增益裕量，则开关电源无论在何种模式下都能稳定工作。

1 反激式开关电源典型设计图l是为变频器设计的反激式开关电源的典型电路，主要包括交流输入整流电路，反激式开关电源功率级电路(有PWM控制器、MOS管、变压器及整流二极管组成)，RCD缓冲电路和反馈网络。

其中PWM控制芯片采用UC2844。

UC2844是电流模式控制器，芯片内部具有可微调的振荡器(能进行精确的占空比控制)、温度补偿的参考基准、高增益误差放大器、电流取样比较器。

开关电源设计输入参数如下：三相380V工业交流电经过整流作为开关电源的输入电压Udc，按最低直流输入电压Udcmin 为250V进行设计；开关电源工作频率f为60kHz，输出功率Po为60W。

当系统工作在最低输入电压、负载最重、最大占空比的工作情况下，设计开关电源工作在连续电流模式(CCM)，纹波系数为0．4。

设计的开关电源参数如下：变压器的原边电感Lp=4．2mH，原边匝数Np=138；5V为反馈输出端，U5V=5V，负载R5=5Ω，匝数N5V=4，滤波电容为2个2200μF／16V电容并联，电容的等效串联电阻Resr=34mΩ；24V输出的负载R24=24Ω，匝数N24V=17；15V输出的负载R15=15Ω，匝数N15V=1l；一1 5V输出的负载R-15V=15Ω，匝数N-15V=11。

大盘点：详解五种开关电源PWM反馈控制模式于具有原边电流保护功能的单端自激式反激开关电源。

在七十年代后期才从学术上作深入地建摸研究。

直至八十年代初期，第一批电流模式控制PWM 集成电路的出现使得电流模式控制迅速推广应用。

主要用于单端及推挽电路。

近年来，由于大占空比时所必需的同步不失真斜坡补偿技术实现上的难度及抗噪声性能差，电流模式控制面临着改善性能后的电压模式控制的挑战。

因为这种改善性能的电压模式控制加有输入电压前馈功能，并有完善的多重电流保护等功能，在控制功能上已具备大部分电流模式控制的优点，而在实现上难度不大，技术较为成熟。

如当处于空载状态，输出电流为零并且斜坡补偿信号幅值比较大的话，峰值电流模式控制就实际上变为电压模式控制了。

峰值电流模式控制PWM 是双闭环控制系统，电压外环控制电流内环。

电流内环是瞬时快速的，是按照逐个脉冲工作的。

功率级是由电流内环控制的电流源，而电压外环控制此功率级电流源。

在该双环控制中，电流内环只负责输出电感的动态变化，因而电压外环仅需控制输出电容，不必控制LC 储能电路。

由于这些，峰值电流模式控制PWM 具有比起电压模式控制大得多的带宽。

峰值电流模式控制PWM 的优点是①暂态闭环响应较快，对输入电压的变化和输出负载的变化的瞬态响应均快。

②控制环易于设计③输入电压的调整可与电压模式控制的输入电压前馈技术相妣美④简单自动的磁通平衡功能⑤瞬时峰值电流限流功能，内在固有的逐个脉冲限流功能。

⑥自动均流并联功能。

缺点是①占空比大于50%的开环不稳定性，存在难以校正的峰值电流与平均电流的误差。

②闭环响应不如平均电流模式控制理想。

③容易发生次谐波振荡，即使占空比小于50%，也有发生高频次谐波振。