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运放电路的补偿运放电路是电子技术中非常重要的一个组成部分。
运用它可以达到电信号处理、放大等的目的。
但是在使用运放电路的过程中，我们可能会遭遇到一些问题，其中一个较为常见的问题就是它的补偿。
那么，如何进行运放电路的补偿呢？第一步：了解什么是运放电路的补偿在使用运放电路时，我们经常会发现在输入信号频率过高时输出信号会出现失真、振荡等问题。
这是由于运放本身的带宽限制，导致它无法完全跟随高频信号的变化而输出对应的信号。
这种现象就是常说的“运放电路失真”，需要进行补偿来解决这个问题。
第二步：有选择性地增加电容运放电路的失真现象是由带宽限制引起的，因此我们可以通过增加运放器件内部的电容来提高运放电路的带宽，减少失真。
具体实现方法可以利用内部的补偿电容靠近某些特定引脚，或者通过外部接入一个反馈电容或电容发生器来进行补偿。
其中，增加的电容需要根据实际情况调整大小，过小则达不到补偿效果，过大会使交流增益下降、相位延迟等问题更加严重。
第三步：调整电容和电阻除了增加电容外，我们还可以通过调整电容和电阻来进行运放电路的补偿。
其中，常见的是利用双电容电路实现补偿。
通过改变反馈电容和输入电容的值，并调整它们与固定电阻之间的比例关系，就可以完成运放电路的补偿。
第四步：增加电感和补偿电容如果上述方法都不能解决失真问题，我们可以利用外部增加一个补偿网络来进行补偿。
这个补偿网络通常由一个单纯的电感串联一个电容组成（LC串联电路）。
其中电感的作用是延迟输入端信号，电容的作用是提高输出端频响。
值得注意的是，串联的电感和电容需要根据实际情况调整，同时还需要避免和运放的特性参数发生冲突，否则会引起新的失真问题。
最后，需要指出的是，不同的运放器件具有其特殊的失真特性和补偿方法，所以在实际使用过程中需要根据不同的运放器件进行相应的补偿。
同时还需要进行实际测试，根据实际情况调整补偿电路并进行优化，最终得到高性能、稳定可靠的运放电路。
运算放大器的相位补偿
运算放大器的相位补偿是一种技术，用于调整运算放大器的频率响应，以获得所需的频率特性。
相位补偿可以通过以下几种方法实现：
1.超前补偿：通过在运算放大器的反馈回路中加入超前补偿网络，可以减小相位滞后，提高电路的稳定性。
超前补偿网络通常由电阻和电容组成，可以调整电阻和电容的值，以获得所需的频率特性。
2.滞后补偿：通过在运算放大器的反馈回路中加入滞后补偿网络，可以增大相位滞后，从而降低电路的增益，提高电路的稳定性。
滞后补偿网络通常由电阻和电容组成，可以调整电阻和电容的值，以获得所需的频率特性。
3.超前-滞后补偿：通过在运算放大器的反馈回路中同时加入超前补偿网络和滞后补偿网络，可以同时调整相位超前和相位滞后，以获得更好的频率特性。
超前-滞后补偿通常用于复杂的应用场景，需要仔细调整各个参数。
在进行相位补偿时，需要注意以下几点：
1.补偿网络的元件值需要精确匹配，以确保获得所需的频率特性。
2.补偿网络的连接方式需要正确，以避免对电路造成不良影响。
3.补偿网络的位置需要合理选择，以确保对电路的频率响应进行有效的调整。
总之，相位补偿是运算放大器设计中非常重要的技术之一，可以有效地调整电路的频率响应，以获得所需的频率特性。
在实际应用中，需要根据具体的应用场景选择合适的补偿方法，并进行仔细的参数调整。
运放的的反馈常系数-概述说明以及解释1.引言1.1 概述本文将探讨运放的反馈常系数，首先需要了解什么是反馈。
在电子电路中，反馈是指将电路的一部分输出信号返回到输入端，与输入信号进行比较和处理的过程。
反馈的应用十分广泛，能够改善电路的性能、稳定性以及频率响应等。
而运放（Operational Amplifier，简称OP-AMP）则是一种具有放大功能的电子元件，可将输入信号放大到一个较高水平。
它常常被用于各种电子设备如放大器、滤波器、函数发生器等。
而反馈常系数则是衡量反馈对电路性能影响的重要参数。
它表示输出信号与输入信号的比例关系，即反馈电压与输入电压之比。
反馈常系数的值可以大于1，小于1或等于1，这对于电路的放大和稳定性都有不同的影响。
在本文的后续部分，我们将深入研究反馈常系数的定义、作用以及影响因素。
同时，还将探索反馈常系数在实际应用中的具体案例，并对未来的发展进行展望。
通过对运放的反馈常系数的深入探讨，我们可以更好地理解和应用这一概念，从而为电子电路设计和优化提供指导和参考。
希望本文能够对读者对于运放反馈常系数有更加全面和深入的理解。
1.2 文章结构本文将按照以下结构来进行阐述：第一部分：引言在本部分中，我们将对本文的主要内容进行概述，包括文章的目的和结构安排。
第二部分：正文2.1 反馈的概念我们将介绍反馈的基本概念，包括正反馈和负反馈的定义以及其在电路中的应用。
2.2 运放的基本原理我们将详细讨论运放的基本原理，包括运放的结构和工作原理，以帮助读者更好地理解运放的反馈常系数。
2.3 反馈常系数的定义在本节中，我们将引入反馈常系数的概念，并给出其具体定义，以便读者能够理解反馈常系数在电路设计中的重要性。
第三部分：结论3.1 反馈常系数的作用我们将探讨反馈常系数在电路中的作用，包括如何影响电路的增益、稳定性和线性度等方面。
3.2 反馈常系数的影响因素在本节中，将介绍影响反馈常系数的主要因素，包括电路的频率响应、电阻和电容值的选择等等。
集成电路运算放大器的术语引言集成电路运算放大器（Operational Amplifier，简称Op Amp）是一种广泛应用于电子电路中的基本器件。
它具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗等特点，能够在模拟电路中起到放大、滤波、比较等作用。
本文将介绍一些与集成电路运算放大器相关的术语，帮助读者更好地理解和应用该器件。
1. 基本术语•运算放大器（Operational Amplifier）：是一种具有高增益、高输入阻抗、低输出阻抗等特点的电子放大器，可用于放大、滤波、比较、积分、微分等各种功能。
•输入端（Input）：运算放大器的输入端包括非反馈输入端（非反相输入端）和反馈输入端（反相输入端）。
•输出端（Output）：运算放大器的输出端是放大的信号输出端。
•开环增益（Open-loop Gain）：运算放大器在无反馈情况下的增益。
•反馈（Feedback）：将输出信号的一部分馈入到输入端的过程，用来控制运放的放大特性。
•共模电压（Common Mode Voltage）：在运放的非反向和反向输入端之间的电压差。
•差模电压（Differential Mode Voltage）：在运放的非反向和反向输入端之间的电压差。
•共模信号（Common Mode Signal）：施加在运放输入端的电压信号。
•差模信号（Differential Mode Signal）：施加在运放输入端的差分电压信号。
2. 输入和输出特性•输入偏置电压（Input Offset Voltage）：在输入端没有任何输入信号时，输出电压不为零的电压差。
•输入偏置电流（Input Bias Current）：在输入端没有任何输入信号时，进入输入端的漏电流。
•输入失调电流（Input Offset Current）：在输入端没有任何输入信号时，进入输入端的漏电流之间的差异。
•输入电压范围（Input Voltage Range）：运算放大器正常工作的输入电压范围。
运放环路补偿1. 介绍运放环路补偿是一种技术手段，用于在运放电路中消除由于内外干扰引起的不稳定性和失真。
它通过采取适当的措施来改善运放电路的性能，以提高电路的精度、稳定性和可靠性。
2. 运放环路补偿原理运放环路补偿的原理是通过反馈将输出信号与输入信号进行比较，并在运放电路中引入相应的补偿网络来调整运放的增益和相位，使得输出信号更加准确和稳定。
3. 运放环路补偿的必要性3.1 电路的稳定性在运放电路中，由于温度、供电电压变化以及元件参数等因素的影响，电路的增益和相位往往会发生变化，从而引起输出信号的失真。
通过运放环路补偿，可以有效地抑制这些不稳定因素，提高电路的稳定性。
3.2 电路的精度运放的非理想性能，如偏置电流、漂移等都会导致电路的输出与输入信号存在一定的误差。
通过运放环路补偿，可以减小这些误差，提高电路的精度。
3.3 抑制噪声运放电路中的噪声会对输出信号产生干扰，从而影响电路的性能。
通过运放环路补偿，可以有效地抑制噪声对输出信号的影响，提高电路的信噪比。
4. 运放环路补偿的实现方法4.1 反馈电路设计在运放电路中引入适当的反馈电路是实现运放环路补偿的关键。
反馈电路可以根据电路的需求选择不同的类型，如电压反馈、电流反馈等，以提供相应的增益和相位调整功能。
4.2 补偿网络设计为了实现运放环路补偿，需要在反馈电路中引入补偿网络。
补偿网络的设计需要考虑电路的频率特性，以实现对电路增益和相位的调整。
4.3 参数调整与优化在运放环路补偿的实际应用中，需要对补偿网络的参数进行调整和优化。
通过合理选择和调整参数，可以使得电路的性能达到最佳状态，从而实现更高的精度和稳定性。
5. 运放环路补偿的应用领域5.1 测量仪器在各类测量仪器中，为了提高测量精度和稳定性，常常采用运放环路补偿技术。
通过对运放电路的补偿，可以减小仪器的误差和漂移，提高仪器的测量精度。
5.2 控制系统运放环路补偿技术也广泛应用于各类控制系统中。
运放的反馈有哪些类型在电子电路中，运算放大器（Operational Amplifier，简称运放）是一种非常常见的电子元件。
运放具有高增益、高输入阻抗和低输出阻抗等特点，广泛应用于各种电路中。
而在运放工作时，反馈电路发挥着重要的作用。
本文将介绍运放的反馈类型，包括正反馈和负反馈两种类型。
一、正反馈正反馈是指信号经过反馈后在输入端产生的增强效应。
具体来说，正反馈将输出信号的一部分或全部传送到输入端，使得输入端的电压或电流增加。
正反馈系统的输出信号将与输入信号同相。
正反馈在某些特定场景下是需要的，如示波器的自激振荡电路。
正反馈的特点如下：1. 增强正反馈会放大输入信号，使得输出信号增加。
这种增强效应可能导致系统不稳定。
2. 不稳定正反馈容易导致系统失去稳定性，因为输出信号增加后再经过反馈，又进一步放大，形成一个循环。
如果没有合适的控制措施，系统可能会出现不可预测的结果。
3. 自激振荡正反馈系统中，输出信号的一部分被返回到输入端，继续经过放大后输出，形成自激振荡。
这在某些特定应用中是需要的，如振荡器。
二、负反馈与正反馈不同，负反馈是将一部分输出信号返回到输入端，但其相位与输入信号相反。
通过负反馈，输入端的电压或电流将减小。
负反馈的作用是稳定和调节系统运行。
负反馈的优点如下：1. 稳定性负反馈能够提高系统的稳定性，减小输出信号对输入信号的依赖。
负反馈通过减小增益，降低了系统的灵敏度，使系统对参数变化或扰动的影响减小。
2. 扩大带宽负反馈可以提高系统的带宽。
带宽是指系统能够传输信号的频率范围，通过负反馈可以减小系统的非线性失真，提高系统的频率响应。
3. 降低失真负反馈有助于减小系统的非线性失真。
通过将一部分输出信号返回到输入端，可以减小非线性元件的影响，提高系统的线性度。
负反馈通过调节输入信号和输出信号之间的差异来控制系统的运行，以使得输出信号更加稳定、准确。
这种反馈机制被广泛应用在各种电子电路中，包括放大器、滤波器、比较器等。
运放补偿虽然很常见，但有时候也极具挑战性，尤其是在要求和约束条件超过设计师控制的情况下，设计师必须选择一种最优补偿技术之时。
也许极具挑战性的原因之一是一般文献资料更多地专注于不同补偿技术之间的区别而不是相似性。
除了关注概念上的不同点外，还要关注相似点，这是非常明智的，只有这样才能更好地理解明显不同的技术和概念之间的紧密关系。
为了达到这个目标，本文首先讨论了运放的少量几个确定因素，最终逐步过渡到电路中经常使用但少有人理解的补偿技术。
本文还简要介绍了补偿网络的严格定义，并集中讨论了文献中出现的可能冲突。
前馈增益：相对于哪个节点？在讨论运放补偿之前，首先搞清楚运放的两种最基本配置很重要，即同相(图1A)和反相(图1B)。
已有大量文献资料介绍过这两种配置的闭环增益，并强调了闭环传输函数间的区别。
图1A：典型的同相配置。
图1B：典型的反相配置。
图1C：反相配置的等效同相版本。
为了方便理解两种配置的前馈增益之间的区别，这里给出了分别对应同相和反相配置的公式1.a和1.b。
有人可能会问，为什么反相配置(A INV)的前馈增益不同于同相配置(A NINV)，而事实上两种配置使用的是相同的运放。
让我们首先看看两种配置实际上有多相似，然后说明前馈增益的纯数学表达式为何不同。
图1B中所示的反相配置可以转化为图1C所示的等效同相配置。
这种转换是确定同相配置要求的输入后会产生与反相配置相同输出的结果。
图2A和图2B分别对应图1A和图1C的框图表示法。
注意图2A和图2B之间的相似性。
这两张图表明，当从减法模块向输出观察时，两种配置是完全相同的。
减法模块建模的是运放两个输入端的相减。
在反相配置框图(图2B)中，输入信号(-X INV)先乘以Z F/(Z F+Z G)因子，然后到达减法模块输入端，命名为X INV,i。
在图2A和图2B的两个框图之间，当严格相对于减法模块输入或运放输入观察时，前馈增益和反馈因子完全相同，两种配置的区别仅是相对输入信号观察时输入信号的数学转换。
运放的相位补偿为了让运放能够正常工作,电路中常在输入与输出之间加一相位补偿电容。
1，关于补偿电容理论计算有是有的，但是到了设计成熟阶段好象大部分人都是凭借以前的调试经验了，一般对于电容大小的取值要考虑到系统的频响（简单点说加的电容越大，带宽越窄），然后就是振荡问题；如果你非要计算，可以看看运放的输入端的分布电容是多大，举个例子，负反馈放大电路就是要保证输入端的那个电阻阻值和分布电容的乘积=反馈电阻的阻值和你要加的电容的乘积......2，两个作用1. 改变反馈网络相移，补偿运放相位滞后2. 补偿运放输入端电容的影响（其实最终还是补偿相位……）因为我们所用的运放都不是理想的。
一般实际使用的运算放大器对一定频率的信号都有相应的相移作用，这样的信号反馈到输入端将使放大电路工作不稳定甚至发生振荡，为此必须加相应的电容予以一定的相位补偿。
在运放内部一般内置有补偿电容，当然如果需要的话也可在电路中外加，至于其值取决于信号频率和电路特性运放输入补偿电容一般线性工作的放大器(即引入负反馈的放大电路)的输入寄生电容Cs会影响电路的稳定性，其补偿措施见图。
放大器的输入端一般存在约几皮法的寄生电容Cs，这个电容包括运放的输入电容和布线分布电容，它与反馈电阻Rf组成一个滞后网络，引起输出电压相位滞后，当输入信号的频率很高时，Cs的旁路作用使放大器的高频响应变差，其频带的上限频率约为：ωh=1／(2πRfCs)若Rf的阻值较大，放大器的上限频率就将严重下降，同时Cs、Rf引入的附加滞后相位可能引起寄生振荡，因而会引起严重的稳定性问题。
对此，一个简单的解决方法是减小Rf的阻值，使ωh高出实际应用的频率范围，但这种方法将使运算放大器的电压放大倍数下降(因Av=-Rf/Rin)。
为了保持放大电路的电压放大倍数较高，更通用的方法是在Rf上并接一个补偿电容Cf，使RinCf网络与RfCs网络构成相位补偿。
RinCf将引起输出电压相位超前，由于不能准确知道Cs的值，所以相位超前量与滞后量不可能得到完全补偿，一般是采用可变电容Cf，用实验和调整Cf的方法使附加相移最小。
运算放大器的补偿方法：M川er补偿目录1 .序言 (1)2 .米勒效应(Mi1IerEffeCt) (1)3 .米勒电容 (2)4 .MiHer补偿的定义： (3)5 .MiHer补偿的作用-极点分裂 (4)5.1.计算理解： (4)5.2.框图理解 (5)6.利用米勒补偿 (6)1.序百为了放大器应用中的稳定性，运算放大器必须进行补偿，常见的补偿方法有主极点补偿，mi11er补偿、超前/滞后补偿等。
其中MiIIer补偿是一种常见且有效的补偿方法，在经典运放uA741中用到了mi11er补偿：2.米勒效应(MinerEffeCt)在前一篇关于频率补偿的文章中，我们发现制作第一极点需要数十纳法的并联电容。
而另一方面，米勒补偿只需要皮法。
怎么会这样？答案是由米勒效应(MinerEffeCt)提供的。
米勒效应(Mi1IerEffeCt)是指当电容器从具有大负增益的放大器的输入连接到输出时发生的等效电容的增加。
这个概念如图1所示。
施加的电压V的响应，如图1(a)所示，电容器C以电流i=C*dv∕dt响应;如果我们现在以反馈的方式将相同的电容器C连接到具有增益的反相电压放大器，如图1(b)所示，则电流变为：.「矶"一(一为切dυ(1+a)v2=C ----------------- - ------------- =C -------------- - ----------- U归物仁鼠网u!sιdιsdt dt遍@万物云毂网等式13.米勒电容等式1中的量CM被称为米勒电容并且计算如下：仁_∩I n∖r>/二万物云每网匚IsmisGM—J十QtJG 空@万物云畿网等式换句话说，反射到输入的反馈电容C乘以1+av。
这使得可以用相对小的物理电容器合成大电容。
参考图8的PSpice电路，我们有：CM=(1+Gm2*R2)*Cf=(1+250)*9.90pF=2.485nFR1看到的总电容为Ctota1=CM+C1=2.51nF,因此主极点频率为1/(2πR1*Ctota1)=63.4Hz,与上面通过PSpice测量的值一致。
放大器的反馈和补偿前言：这是我翻译的第二篇文章，前面翻译过电流型运放的应用笔记，只是翻译了一遍，没做修改。
后来发现翻译的不是很好，而且还有很多的错别字。
原本觉得别人翻译的很不好，现在发现自己翻译的也不怎么样。
翻译确实不是一件容易的事情，不是说每个单词，每句话读懂就能翻译的好的。
其实翻译是整段的意译（甚至是整篇文章的），而不是逐句的翻译。
因为不同的语言表述的方法是不同的，做好翻译不仅要懂英语，而且要很深的专业知识。
说的明白一点就是，把别人的文章读懂，然后重新写一篇文章，这才是翻译的正道。
前几天读文章，很明显的能感觉到那是中国人写的英语文章。
原本想把这篇文章好好的把整片文章的思想好好翻译一下，翻译出一篇好的文章。
从现在看来是不太可能了，因为时间还有我很懒，现在离我翻译完这篇文章都好久了，一直没有时间再去管他。
我觉得以后不会在整理了，所以决定就这样发到网上吧。
这篇文章也只是翻译了一遍，只是前面大概8页，稍加整理过，后面的翻译完基本就没有再看了。
后面补偿那一部分建议再去看一下国半的AN1604——Decompensated Operational Amplifiers，毕竟不是同一家公司，里面的符号可能不同，注意一点就行。
本想也翻译一下国半的这篇文章，现在看来希望渺茫。
这些两篇文章都很好，只是有细节地方可能有错误，建议读一下原文。
By：惜荷介绍反馈的电路中有很多优良的性能[1]，但是反馈电路设计复杂，而且搞不好还会振荡。
本文用作图的方法简化了计算，这样就可以更容易的设计处稳定且性能优良的电路，而不必担心反馈电路的振荡和振铃现象了。
一般反馈方程如Figure 1所示，几乎所有反馈电路都可以化简为Figure1的框图形式[2]。
假设上一级的输出阻抗远小于输入阻抗，得方程EQ.1、EQ.2、EQ.3。
一般情况下这种假设可以满足我们平时的计算。
解方程EQ.1、EQ.2、EQ.3得EQ.4、EQ.5，这两个方程就是反馈系统的方程。
开环增益A一般由像运放这样的有源器件决定，β为反馈系数，通常反馈部分只包含无源器件。
开环增益A接近与无穷，Aβ远远大于1，忽略EQ.4分母上的1，EQ.4可近似为EQ.6.V0/V i称作闭环增益。
EQ.6不包含直接增益A，所以闭环增益与放大器的参数（A）无关，只与β有关，这是反馈电路的主要优点。
如果EQ.4的分母为零，那么即使没有输入也会有输出，电路就是不稳定的，所以反馈电路是否稳定取决于EQ.4分母是否为0。
由EQ.4、EQ.8，当环路增益A β模为1，且相位为-180度时方程EQ.4左边分母为零，闭环增益为无穷。
这是一种不稳定的状态，此时在该满足该条件的频率点产生振荡。
环路增益其实就是一个电信号在反馈环路中走一圈被放大的倍数（注意加法器那里是一个-号，加上-180度相移恰好为正）。
如果环路增益小于1，那么经过一圈之后信号时衰减的，经过一段时间会被衰减到足够小，没有输入时输出便为0了。
如果在谐振频率处环路增益比一大一点，经过一段时间后小噪声（白噪声包含所有的频率成分）也会被放大到很大，就会由于有源器件的饱和使得环路增益变为1。
如果环路增益比1大很多，经过很短一段时间有源器件就会饱和，就会出现非线性失真。
反馈电路设计的基本原则就是防止不稳定的情况出现。
找一种简单的计算方法是一个好的开始。
Figure2表明环路增益可以在输出开路、输入短路时计算，在如Figure2所示的电路，计算当输入为V TI 时输出V TO 得出环路增益为：、用框图表示可以简化对反馈电路稳定性的分析。
同相放大电路如Figure3所示，画出框图如Figure4所示。
由一般的电路知识可的EQ.10和EQ.11并推得EQ.12，该方程对应的框图就是Figure4A ，把该框图化简框图后可得到Figure4B 。
Figure4A 的框图是由EQ.12得到的，并且可以化为Figure4B 形式的框图。
其实框图的化简对应于方程式的变换，EQ.12可以化为EQ.13，而EQ.12、13分别对应Figure4A 和4B.Figure4B 就是这个反馈系统的标准框图。
同相放大器环路增益A β为aZ 1/(Z 1+Z 2),闭环增益1/β为(Z 1+Z 2)/ Z 1，直接增益A 为放大器的增益a 。
环路增益可以用如Figure4B 的框图求得，也可以用Figure5所示的方法求得。
首先把输入电压源接地和输入电流源开路，然后在比较合适的地方断开反馈环路，然后计算出环路增益。
使用时必须注意，放大器的输出阻抗必须小于反馈电阻时，才能使用该方法，即要满足上面的假设条件。
在如图的地方加电压V TI ，其被放大器放大a 倍后为aV TI ，然后由分压后反馈到输入端为V TO 。
那么其算得环路增益为EQ.14所示。
下面分析反相放大器，如Figure6所示的反相放大器，我们依旧用同样的方法转化为框图形式后分析。
就像其他书上得出的一样，反相放大器的闭环增益1/β为-Z 2/Z 1；所以β为Z 1/Z 2，在这里假设负号表示输入加到反相端(注：不同的半导体公司的在这里处理这个负号的方法不一样，但不影响最终结果)。
如Figure6所示，如果V I 为0，把反馈环路在放大器的反相输入端V A 处断开就得到Figure5所示的电路图。
因此同相和反相放大器的环路增益A β是相同的。
环路增益是决定放大器稳定性的唯一条件，而与输入无关。
对于反相放大器环路增益A β也为EQ.14。
这样A β和β我们都已经得出。
求得直接增益A 为aZ 2/(Z 1+Z 2)。
标准框图中我们需要的信息已经全部求出，于是可以画出框图如Figure7所示。
由Figure7可以直接得出闭环增益的方程EQ.15。
由于a 接近于无穷大，所以闭环增益近似为为-Z 2/Z 1。
同相放大器闭环增益为V O /V I =(Z 1+Z 2)/Z 1，而反相放大器的闭环增益为V O /V I =-Z 2/Z 1。
虽然环路增益决定稳定性且与输入无关，但是闭环增益完全取决于输入。
我们将利用这个来设计更好性能的电路，这将在后面讨论。
这同相放大和反相放大电路在某些方面有细微的差别，比较两者的的框图，发现他们的直接增益不同。
同相放大器有比反相放大器直接增益要高，所以其闭环增益误差较小，比如闭环增益为2时，同相放大器环路增益要比反相放大器高3.5dB 。
在相同闭环增益下，反相放大器更加稳定；同样是2倍增益，反相放大器环路增益为0.33a ，同相放大器环路增益0.5a 。
这种差别非常的小，但是有时会利用到我们会利用到这些不同特点，有时不注意这些差别就解释不了某些现象。
其他的放大器配置形式都可以简化为这两种形式，他们都是Figure1的变形。
虽然把Z 1、Z 2换为不同的RLC 网络得出不同的闭环增益，但是分析方法是相同的。
再复杂的反馈电路都可以通过化简形成这样的框图形式。
反馈电路的优点上面已经说过，反馈电路在直接增益接近无穷时，其闭环增益主要取决于反馈网络。
反馈网络一般用无源器件，无源器件的误差及温漂远小于有源器件，这样通过反馈就可以获得更加稳定的电路。
对EQ.4两端同时对A 取微分得到EQ.17和EQ.18。
由EQ.18可以看出直接增益变化1%，闭环增益只变化1/(1+A β)×100%。
所以直接增益A 非常大时，闭环增益的精度和温漂主要取决于无源器件，而不是有源器件。
虽然反馈减小了增益误差，但是放大器的其他非理想特性，如偏压，不能通过反馈减小。
因为这些参数等效为输入的一部分，而不是反馈环路的一部分。
所有的放大器都会有噪声和失真，低噪声和失真小的放大器比较贵。
反馈电路可以毫无成本的减小放大器的噪声和失真的影响。
闭环系统和开环系统分别如Figure8、Figure9所示。
图中除了反馈的需要的无源器件，其他的元件参数都相同。
由Figure8和Figure9可得出输入输出关系方程EQ.19和EQ.20。
把EQ.19可变换为EQ.21，如果A 1A 2接近无穷大，则可近似为EQ.22。
图中V 0、V 1代表放大器等效到输入端的噪声，V 2表示系统的其他噪声，由EQ.22可知输出中不包含噪声V 2，噪声V 1被衰减了A 1β倍。
但是在EQ.20中V 0被放大了A 1A 2倍，V 1被放大了A 2倍，V 2仍然存在。
可见，闭环系统有效的抑制了除了放大器A 1之外的噪声，这就比单纯的开环系统有更大的优点。
比如，在闭环系统中放大器A 1需要选择低噪声放大器，但是在选择A 2时就可以注重其他方面的参数以及成本。
当输出级放大器驱动像扬声器这样低阻抗器件时，通常其输出电压接近供电电源才能获得最大的动态范围。
这时由于有源器件工作在非线性区会导致失真，事实上失真主要出现在输出级。
这种失真相当于框图中的V 2，那么由 EQ.19当直接增益为无穷时V 2可以忽略，即这种失真可以通过反馈消除。
把输出级的信号反馈到输入级时可以减小输出级驱动能力的不足而产生的失真。
有些放大器如吉他放大器会故意加入失真，在这种情况下我们使用开环系统。
闭环增益一般用在高保真的系统中。
在EQ.22中，令V 1=0，在放大1/β倍的电路中，V 0也将会被放大1/倍。
一种减小噪声的方法是降低带宽，如果V 0分布在比较宽的频率范围内，即噪声是由不同的频率组成，如Figure10所示。
如果有用信号带宽是有限的，并且噪声的带宽比有用的信号大，那么改变环路增益的频率特性就可以减小噪声。
假设噪声带宽为10kHz ，有用信号带宽为100Hz 。
如果1/β在超过100Hz 时变为0，则超过100Hz 的噪声可以被消除。
比如在反馈环路中插入一个理想低通滤波器，如图Figure10所示。
一般用无源器件搭这个滤波器。
不同的反馈电路可以得到不同的输入输出阻抗，总可以找到我们需要的电路[4]。
使用不同的反馈电路，同一片放大器的输出阻抗可以在从零到无穷大来调整。
另外，反馈电压是输出电压的函数，那么系统的输入输出关系将是这个函数的反函数。
反馈方程的波特图表示数学上的分析需要复数的乘除，十分的复杂。
H.W.Bode[5]发明了波特图，用近似的函数图像简化了分析。
波特图是用对数方程表示传递函数，其形式代数形式为“20LOG(F(t))=20LOG(|F(t)|)+相位”。
使用对数方程，可以将乘除化为加减。
我们就可以很容易的通过作图得出近似解。
积分电路的传递函数和电路图如EQ.23和Figure11所示。
他的幅频特性为。
令ω=0.1/RC，|V0/V I|约为1。
令ω=1/RC，|V0/V I|约为0.707。
令ω=10/RC，|V0/V I|约为0.1。
把这些点画到Figure12中，并用折线近似代替曲线就得到了波特图。
（注：这里intersil 似乎给出的不是波特图，一般模拟电子线路上都会有波特图的画法，有些可能在附录里，先学好波特图才能理解后面的某些结论）。
