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1.6 MHz降压型DC-DC转换器中的斜率补偿设计
郭婷;李智群;刘桂芝
【期刊名称】《现代电子技术》
【年(卷),期】2008(31)3
【摘要】PWM电流模控制方式在DC-DC转换器设计电路中得到了广泛应用,也带来了斜率补偿问题.讨论了降压型DC-DC转换器中斜率补偿技术的原理,分析了传统的线性补偿技术并详细介绍了一种改进的分段线性补偿电路,给出了在1.6 MHz降压转换器中的实际应用电路.电路基于CSMC 0.5 μm CMOS工艺设计,通过Cadence Spectre仿真验证,该斜坡补偿电路有效解决了子谐波振荡以及过补偿问题.
【总页数】3页(P106-108)
【作者】郭婷;李智群;刘桂芝
【作者单位】东南大学,集成电路学院,江苏,南京,210096;东南大学,射频与光电集成电路研究所,江苏,南京,210096;上海南麟电子有限公司,上海,201203
【正文语种】中文
【中图分类】TM91
【相关文献】
1.一种新型的应用于DC-DC转换器的斜率补偿设计 [J], 王文建;何杞鑫;吴建兴;姚云龙
2.降压型DC-DC转换器自调节型斜坡补偿电路设计 [J], 井冰洁
3.单片降压型DC-DC转换器的控制电路设计 [J], 程亮; 赵子龙
4.降压型DC-DC变换器中的自调节斜坡补偿电路设计 [J], 赵雪浩;刘文昊
5.降压型DC-DC转换器的二次斜坡补偿电路设计 [J], 陈远龙;张涛;王影;张国俊因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。
降压型dcdc 转换器斜率补偿设计案例降压型DCDC 转换器斜率补偿设计案例电源网讯摘要: PWM 电流模控制方式在DC - DC 转换器设计电路中得到了广泛应用,也带来了斜率补偿问题。
讨论了降压型 DC - DC 转换器中斜率补偿技术的原理,分析了传统的线性补偿技术并详细介绍了一种改进的分段线性补偿电路,给出了在1. 6 MHz 降压转换器中的实际应用电路。
电路基于CSMC 0. 5μm CMOS 工艺设计,通过Cadence Spect re 仿真验证,该斜坡补偿电路有效解决了子谐波振荡以及过补偿问题。
关键词:峰值电流控制;斜坡补偿;分段线性补偿;降压转换器; 脉冲宽度调制1 引言Buck 型DC - DC 转换器设计中常采用PWM 反馈控制方式以调节输出电压或电流。
PWM 控制方式分电流模式控制和电压模式控制两种方式。
电流模式控制方式是电流内环和电压外环双环控制[1 ] ,输入电压和负载的变化将首先反应在电感电流上,在输入电压或负载改变时具有更快的响应速度。
电流模式控制方式有峰值电感电流控制和平均电感电流控制两种方式。
峰值电感电流控制由于其优点被广泛应用[2 ] ,但其存在固有的开环不稳定现象,在提高快速性的同时,也带来了稳定性的问题。
当输入电压降至一个接近输出电压的值时,占空比向最大导通时间增加,输入电压的进一步降低将使主开关在超过一个周期的时间里保持导通状态,直到占空比达100 % ,这时电路可能会发生子谐波振荡,需要通过一个斜率补偿电路来保持这种恒定架构的稳定性,在大占空比情况下是通过给电感电流信号增加一个补偿斜坡来实现的[ 3 ] 。
设计降压型DC - DC 转换器时,解决固定频率峰值电流控制方式的开环不稳定情况需要做深入的研究。
文章从一般的线性斜率补偿电路入手,分析了分段线性斜率补偿电路,提出一种改进的实际应用电路图,并给出了分析和模拟仿真结果。
2 原理分析2. 1 斜率补偿原理PCM 控制的Buck 型DC - DC 转换器如图1 所示。
电流模pwm降压dc_dc片内补偿电路的设计实现电流模PWM降压DC-DC片内补偿电路是一种基于电流模式PWM控制器的电源设计方案。
在基于这种方案的电源中，采用了内部补偿电路进行控制器的稳定性提升，使其能够快速而准确地响应负载变化。
在这种设计方案中，主要采用两个关键的元器件：电流模式PWM控制器和补偿电路。
电流模式PWM控制器是一种针对简单直流-直流转换器设计的控制器，其特点是可以控制输出电压的大小、输出电流的大小以及电源转换器的效率等因素。
补偿电路是一种额外的电路，其作用是传递反馈信号和控制信号的时间延迟，防止在控制系统发生失调时发生不稳定性。
补偿电路在电源转换器中用于快速响应负载变化，同时保持控制系统处于稳定状态。
具体的设计过程包括：1. 选择控制器：基于电流模PWM控制器。
2. 确定拓扑：本设计采用降压拓扑。
3. 确定输入输出电压和输出功率：选择输入电压和输出电压，并根据负载需求计算输出功率，为找到合适的控制电路做准备。
4. 计算与选择元器件：根据输出功率、开关频率等因素，选择合适的电感、二极管和电容等元器件。
5. 设计补偿电路：根据控制系统的响应速度和控制器的稳定性，设计合适的补偿电路，在控制器输出上添加补偿元件和降噪器。
6. 电路调试：在电路正常工作之前，需要进行一些电路调试。
通过实验，推导出电路的输出和输入关系，并对电路进行电压和电流测试，校准电路参数，保证电路稳定可靠。
本设计方案采用了电流模式PWM降压DC-DC片内补偿电路的设计方案。
该方案能够有效提高电源转换器的稳定性，快速响应负载变化，同时保持控制系统处于稳定状态。
随着电源技术的不断发展，该方案将会得到广泛应用。
一种高效率同步降压型DC—DC转换器集成电路的设计设计了一种高效率同步降压型DC-DC转换器集成电路。
采用了同步整流技术和突发模式控制技术，使得转换效率高达92%。
采用根据不同占空比调节斜率补偿技术—四段式斜率补偿，提高电路性能的同时可以有效地提高了系统的稳定性。
集成了完善的保护电路，包括过压保护、过温保护和短路保护等，使得系统更安全、更稳定。
标签：降压型DC-DC；四段式斜率补偿技术；突发模式；同步整流引言随着科学技术的发展，电子系统的应用领域越来越广泛，电子设备与人们的工作、生活的关系日益密切。
任何电子设备都离不开可靠的电源，并且对电源的要求也越来越高。
同时，电源技术又与现代控制理论、材料科学、电机工程、微电子技术等许多领域密切相关。
目前电源技术已逐步发展成为一门多学科互相渗透的综合性技术学科。
它为现代通讯、电子仪器、计算机、工业自动化、电力工程、国防及某些高新技术提供高质量、高效率、高可靠性的电源。
本文开发的集成电路，采用了同步整流技术和突发模式控制技术，在轻负载条件下也具有很高的转换效率。
采用根据不同占空比调节斜坡补偿技术，消除亚谐波振荡。
1电路原理1.1电路内部原理结构图图1为内部原理结构图，包括使能电路、带隙基准电路、振荡器、误差放大器、脉宽调制比较器电路、突发模式电路、斜率补偿电路和保护电路等。
1.2使能电路输入部分由上拉PMOS管和迟滞整形电路组成。
由于上拉PMOS管处在饱和状态，并且W/L很小，所以上拉管电阻很大。
输入部分这样设计是为了防止电源电压的抖动对芯片的影响。
只要EN管脚达到NMOS的阈值电压，NMOS 就会导通。
1.3基准电路带隙基准的工作原理是根据硅材料的带隙电压与电压和温度无关的特性，利用VT的正温度系数与双极型晶体管基极-发射极间的电压VBE的负温度系数相互抵消，来产生低温漂、高精度的基准电压源。
电路由运放、ΔVBE产生电路、修调和分压电路组成。
根据带隙基准原理可以得到该电路的ΔVBE其中R4、R5、R6、R7、R8和R9是修调电阻，就是为了修调出零温度系数的带隙基准电压值。
dcdc斜坡补偿原理DC-DC斜坡补偿原理一、概述DC-DC斜坡补偿原理是一种在直流-直流转换器中使用的补偿技术，旨在提高转换器的动态响应和稳定性。
该原理通过改变转换器的控制信号斜坡来实现电流和电压的平稳过渡，从而减小输出纹波和提高转换效率。
二、DC-DC转换器的工作原理DC-DC转换器是一种电子器件，用于将直流电压转换为另一种直流电压。
其基本工作原理是通过控制开关管的导通和截止时间来改变输入电压的平均值，并通过电感和电容来实现电流和电压的平滑。
三、DC-DC斜坡补偿原理的应用斜坡补偿原理广泛应用于各种类型的DC-DC转换器中，包括降压型、升压型和反激型转换器。
它可以改善转换器的动态性能，提高输出电压的精度和稳定性。
四、斜坡补偿的原理斜坡补偿原理的基本思想是通过改变控制信号的斜坡来控制开关管的导通和截止时间，从而实现电流和电压的平稳过渡。
斜坡补偿技术通过使开关管的导通和截止时间渐变，减小了开关管的切换过程中的电流和电压冲击，从而降低了输出纹波和噪声。
五、斜坡补偿的实现方法1. 硬件实现：通过改变控制电压的上升和下降斜率，可以实现斜坡补偿。
这需要在电路中添加一个斜坡产生电路来控制控制信号的斜率。
2. 软件实现：通过在控制器中编程控制信号的斜率，可以实现斜坡补偿。
这种方法通常需要使用微处理器或数字信号处理器来实现。
六、斜坡补偿的优势1. 提高转换器的动态响应：斜坡补偿技术可以减小开关管的切换过程中的电流和电压冲击，从而提高转换器的动态响应能力。
2. 减小输出纹波：斜坡补偿技术可以平滑输出电流和电压的过渡过程，减小输出纹波和噪声。
3. 提高转换效率：通过减小开关管的切换过程中的电流和电压冲击，斜坡补偿技术可以提高转换器的效率。
七、斜坡补偿的局限性1. 需要额外的硬件或软件支持：实现斜坡补偿需要在电路中添加斜坡产生电路或使用专门的控制器，增加了系统的复杂性和成本。
2. 对设计要求较高：斜坡补偿的效果受到斜坡的斜率和补偿时间的影响，需要进行精确的设计和调试。
东南大学硕士学位论文降压型DC-DC中自适应斜坡补偿电路的设计姓名：薛彦红申请学位级别：硕士专业：集成电路设计指导教师：吴金20090409摘要摘要电流模ＤＣ．ＤＣ开关电源冈其响应速度快、稳定性高、增益带宽大等特点而得到广泛的应用。
加入斜坡补偿可以改善峰值电流模在占空比大于５０％时存在的系统开环不稳定性，但是过补偿量会导致系统的带载能力大大降低，甚至由电流模系统退化为电压模，因此需要取合适的补偿量。
在这一背景下，本文设计了一款基丁．自适应斜坡补偿电路的降压型ＤＣ．ＤＣ转换器，输入电压Ｖｉ。
范围为２．５—５．５Ｖ，输出电压Ｖｏ范同为Ｖ他ｒＶｉｎ，采用ＰＷＭ／ＰＦＭ切换控制，ＰＷＭ信号工作频率为１．２ＭＨｚ。
斜坡补偿的补偿量很重要，它关系到系统带载能力的大小，文中对分别加入分段线性斜坡补偿和具有二次特性的自适应斜坡补偿在不同占空比区间进行仿真比较，并且对这两种补偿电路波形进行分析和对比，通过分析比较，选择具有二次特性的自适应斜坡补偿进行补偿。
在完成系统和电路设计的基础上，对具有二次特性的自适应斜坡补偿模块进行版图的规划和布局，运用Ｃａｄｅｎｃｅ的Ｖｉｒｔｕｏｓｏ软件完成版图设计．并对版图进行ＤＲＣ、ＬＶＳ设计规则检查。
采用ＣＳＭＣ０．５９ｍＣＭＯＳ工艺，用Ｃａｄｅｎｃｅ对系统的各种特性进行仿真验证。
首先验证系统的静态特性，可驱动的最大负载为５００ｍＡ．输出电压最小值为１．２Ｖ，最高可达Ｖｉｎ，输出电压纹波的最大值为１４ｍＶ；其次，验证系统的动态特性，系统的动态响应时间在６０９ｓ左右，输出电压变化的最大值为１１０ｍＶ：对负载调整率进行仿真，验证了系统具有良好的负载调整率：整个系统的峰值切换电流为１４０ｍＡ，负载切换电流为４０ｍＡ左右。
关键词；斜坡补偿，转换效率。
ＰＷＭ／ＰＦＭ自动切换，纹波，版图ＡｂｓｔｒａｃｔＡｂｓｔｒａｃｔＣｕｒｒｅｎｔ・ｍｏｄｅＤＣ—ＤＣｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｈａｓｇａｉｎｅｄａｗｉｄｅｒａｎｇｅｏｆａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｂｅｃａｕｓｅｏｆｉｔｓｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｆａｓｔｒｅｓｐｏｎｓｅ，ｈｉｇｈｓｔａｂｉｌｉｔｙ，ａｎｄｌａｒｇｅｇａｉｎ－ｂａｎｄｗｉｄｔｈ．ＡｄｄｉｎｇｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎＣａｌｌｓｏｌｖｅｔｈｅｉｎｓｔａｂｉｌｉｔｙｏｆｏｐｅｎ－ｌｏｏｐｓｙｓｔｅｍｉｎｔｈｅｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｍｏｄｅ，ｗｈｉｃｈｏｃｃｕｒｓｗｈｅｎｔｈｅｄｕｔｙｃｙｃｌｅｉｓｍｏｒｅｔｈａｎ５０％．Ｂｕｔｔｈｅｏｖｅｒｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｗｉｌｌｇｒｅａｔｌｙｒｅｄｕｃｅｔｈｅｌｏａｄｃａｒｒｙｉｎｇｃａｐａｃｉｔｙｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍ，ｏｒｅｖｅｎｔｕｒｎｓｉｎｔｏａｖｏｌｔａｇｅ—ｍｏｄｅｓｙｓｔｅｍ．Ｔｈｅｒｅｆｏｒｅ．ｔｈｅａｐｐｒｏｐｒｉａｔｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｎｅｅｄｓｔｏｂｅｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄｔｏｏｎａｖｏｉｄｓｕｃｈｉｓｓｕｅ．Ｉｎｔｈｉｓｃｏｎｔｅｘｔ，ａｂｕｃｋＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｉｓｄｅｓｉｇｎｅｄｉｎｔｈｉｓｐａｐｅｒｂａｓｅｄｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔ．ＴｈｅｉｎｐｕｔｖｏｌｔａｇｅＶｉｎｏｆｔｈｅｎｅｗｌｙｄｅｓｉｇｎｅｄｃｏｎｖｅｒｔｅｒａｄａｐｔｉｖｅｆｒｏｍｓｌｏｐｅｔｏｒａｎｇｅｓ２．５Ｖ５．５Ｖ，ｗｈｉｌｅｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅＶｏｔｕｒｎｓｂｅｔｗｅｅｎＶｒｅｆｏｐｅｒａｔｉｎｇｆｒｅｑｕｅｎｃｙｏｆａｎｄＶｉｎ，ｕｓｉｎｇＰＷＭ／ＰＦＭＳｗｉｔｃｈｉｎｇＣｏｎｔｒ０１．ＴｈｅＰＷＭｓｉｇｎａｌｉｓ１．２ＭＨｚ．ｉｓｖｅｒｙｉｍｐｏｒｔａｎｔ，ｉｔｉｓｃｌｏｓｅｌｙｒｅｌａｔｅｄｔｏｔｈｅｌｏａｄｃａｒｒｙｉｎｇｃａｐａｃｉｔｙＴｈｅａｎｄｓｅｌｆａｍｏｕｎｔｏｆｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍ．Ｄｉｆｆｅｒｅｎｔｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔｌｏｏｐｓ＆ｒｅｃｏｍｐａｒｅｄｂｅｔｗｅｅｎｕｓｉｎｇｐｉｅｃｅｗｉｓｅｌｉｎｅａｒｓｌｏｐｅｏｎｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｓｌｏｐｅａｄａｐｔｉｖｅｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｗｉｔｈｑｕａｄｒａｔｉｃｉｎｄｉｆｆｅｒｅｎｔｄｕｔｙｃｙｃｌｅ．Ｂａｓｅｄｔｈｅａｎａｌｙｓｉｓｏｆｔｈｅｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｒｅｓｕｌｔｏｆｔｈｅｉｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｃｉｒｃｕｉｔｗａｖｅｆｏｒｍｓ，ａｎｄｔｈｅｔｅｃｈｎｉｑｕｅｏｆｑｕａｄｒａｔｉｃｓｅｌｆ－ａｄａｐｔｉｖｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｉｓｓｅｌｅｃｔｅｄ．Ａｆｔｅｒｃｏｍｐｌｅｔｉｏｎｄｅｓｇｎｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｎｄｃｉｒｃｕｉｔｓｄｅｓｉｇｎ，ｐｌａｃｅｍｅｎｔａｎｄｒｏｕｔｉｎｇｏｆｔｈｅｑｕａｄｒａｔｉｃｓｅｌｆ－ａｄａｐｔｉｖｅｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎａｌｅｃｏｎｄｕｃｔｅｄｕｓｉｎｇｓｏｆｔｗａｒｅｏｆＣａｄｅｎｃｅ’ＳｖｉｒｔｕｏｓｏｇｏｅｓｔｈｒｏｕｇｈｔｈｅｒｕｌｅｓｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎｕｓｉｎｇＤＲＣ，ＬＶＳ．ａｎｄｔｈｅｎｔｈｅｓｙｓｔｅｍＴｈｅｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍｃｉｒｃｕｉｔｓａｒｅｓｉｍｕｌａｔｅｄａｎｄｖｅｒｉｆｉｅｄ，ｗｉｔｈＣＳＭＣ０．５１ａｍＣＭＯＳｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ．Ｆｉｒｓｔｏｆａｌｌ，ｔｈｅｓｔａｔｉｃｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｉｓｖｅｒｉｆｉｅｄ：ｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｌｏａｄｃｕｒｒｅｎｔｈｉｔｓ５００ｍＡ；ｔｈｅｍｉｎｉｍｕｍｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓ１．２ＶａｎｄｔｈｅｍａｘｉｍｕｍｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｅａｃｈｅｓＶｉｎ；ｔｈｅｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｒｉｐｐｌｅｏｆｔｈｅｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍｉｓａｔａｂｏｕｔ１４ｍＶ．Ｓｅｃｏｎｄｌｙ，ｔｈｅｄｙｎａｍｉｃｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍａｒｅｖｅｒｉｆｉｅｄ：Ｔｈｅｒｅｓｐｏｎｓｅｔｉｍｅｏｆｔｈｅｓｙｓｔｅｍｉｓａｂｏｕｔ６０１ａｓ；ｔｈｅ１ｌＯｍＶ．ＴｈｅｓｙｓｔｅｍｈａｓｐｒｏｖｅｎｗｈｏｌｅｓｙｓｔｅｍｉＳ１４ｍＡａｍａｘｉｍｕｍｃｈａｎｇｅｉｎｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔａｇｅｉｓａｂｏｕｔｇｏｏｄａｄｊｕｓｔｉｎｇｒａｔｅａｆｔｅｒｖｅｒｉｆｉｃａｔｉｏｎｉｎｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ．ＴｈｅｐｅａｋｃｕｒｒｅｎｔｏｆａｎｄｔｈｅＩｏａｄｃｕｒｒｅｎｔｉＳａｂｏｕｔ４０ｍＡ．Ｋｅｙｗｏｒｄｓ：ｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ，ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ，ＰＷＭ／ＰＦＭａｕｔｏｍａｔｉｃｓｗｉｔｃｈｉｎｇＤＣＭ，ｒｉｐｐｌｅ，ｌａｙｏｕｔ东南大学学位论文独创性声明本人声明所呈交的学位论文是我个人在导师指导下进行的研究工作及取得的研究成果。
Buck型DCDC转换器二次斜坡补偿电路设计摘要提出了一种应用于电流型DC/DC转化器的二次斜坡补偿电路的设计，该方法使补偿的斜率随着占空比动态变化，不仅提高了芯片的带载能力以及消除了占空比>50%时出现的开环不稳定和亚谐波振荡和对噪声敏感等缺点。
同时也避免了系统的过补偿和带载能力降低的问题。
电路基于TSMC的0.35μm BCD工艺设计，经Cadence 仿真验证，达到设计目标。
由于DC/DC变换器中电流模控制较电压模控制方法有许多优点，所以得到了广泛应用，但恒定频率下的峰值电流存在问题：(1)当占空比D>50%时，系统的开环不稳定。
(2)由于采样的是峰值电感电流而非平均电流的原因而产生系统开环不稳定。
(3)次斜坡振荡。
(4)抗干扰能力差，当电感中的纹波电流成分很小时，这种情况更严重。
但是采用在电流波形上叠加斜坡补偿方法，可以在占空比D>50%情况下使系统稳定，同时也使性能得到大幅改善。
1 产生亚谐波振荡的原因如图1所示，IC是与电感电流相比较的误差信号，当系统稳定时，其大小可以认为是固定不变的;m1是功率上管导通时，电感电流上升的斜率，-m2是上管关断下管导通时电感电流下降低斜率。
实线三角波形为未加扰动时电感电流，虚线波形为初始时刻存在△I0扰动量后电感电流的变化。
通过几何知识计算可知，由初始时刻扰动量△I0的下个周期初始电流扰动量△I1为当占空比D<50%时，电感电流扰动量△In会逐渐趋于0，系统稳定。
当占空比D>50%时，电感电流扰动量△In会逐渐放大，此时会导致电感电流峰峰值逐渐增大，出现亚谐波振荡现象，使系统无法正常稳定工作。
2 斜坡补偿的基本原理为使系统在占空比>50%时也能稳定工作，引入了斜率为-m的斜坡补偿信号。
斜坡补偿技术有两种，一种是在误差信号IC上叠加一斜坡补偿信号，另一种方法是在采样的电感电流上斜坡叠加补偿信号，这两种方式的原理相同。
开关DC＿DC变换器双斜坡补偿技术设计孙大成;陈智【摘要】讨论了一种采用双斜坡补偿技术的峰值电流模式控制PWM升压型DC ＿DC变换器结构，利用双斜坡信号差模输入方法有效消除了单斜坡补偿技术中存在的电路干扰对斜坡信号斜率造成的误差。
利用一个求和比较器电路同时实现了电压和电流的双环反馈以及双斜坡补偿，提高了变换器的瞬态响应速度。
%AstrructureforPWMboostDC_DCconverterbasedonPCM(PeakCurrent Mode)is discussed in this paper,in which the dual slope compensation is utilized.The dual slope compensation can effectively eliminate the circuit interference error by the common-mode rejection of a sum-compa-rator.The converter can realize the function of slope compensation and dual feedback of current inner loop and voltage outer loop at the same time.The instant response of converters has improved.【期刊名称】《微处理机》【年(卷),期】2014(000)006【总页数】4页(P8-11)【关键词】峰值电流模式;双斜坡补偿技术;脉冲宽度调制【作者】孙大成;陈智【作者单位】中国电子科技集团公司第四十七研究所，沈阳 110032;中国电子科技集团公司第四十七研究所，沈阳 110032【正文语种】中文【中图分类】TN432开关电源常用的反馈控制技术有电压型控制和电流型控制两大类。
５９６半导体学报第２９卷图６斜坡补偿电流的Ｈｓｐｉｃｅ仿真波形Ｆｉｇ．６ＳｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｕｒｒｅｎｔｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆＨｓｐｉｃｅｓｉｍｕ－ｌａｔｉｏｎ表１不同占空比ＤＣ－ＤＣ的带载能力Ｔａｂｌｅ１ＬｏａｄｃａｐａｂｉｌｉｔｙｏｆＤＣ—ＤＣｆｏｒｄｉｆｆｅｒｅｎｔｄｕｔｙｃｙｃｌｅｙＩＨ／ｙＶＯＵＴ／ＶＩＬＯＡＤ／ｍＡ２．５５５５０２．５９３１０２．５１２２４０电流，可以把Ｒ虻和Ｒ。
Ｎ其中之一外接，采用引脚复用以节约封装面积．５电路验证本电路在ＵＭＣＢＣＤ工艺下进行Ｈｓｐｉｃｅ仿真，并应用于一款升压型ＰＷＭ电流模ＤＣ—ＤＣ转换器芯片斜坡补偿电路。
图６为Ｈｓｐｉｃｅ仿真的斜坡补偿电流，可以看出补偿电流随着占空比的增大而增大，也就是说占空比越大，需要补偿的量越大，实现了动态的补偿．斜坡补偿电流会影响到ＤＣ－ＤＣ的带载能力，补偿电流越大，造成带载能力越小，同时补偿点的提前，也会使带载能力有所减小．设计的ＤＣ－ＤＣ转换器在２Ｖ转换８Ｖ的条件下，带载能力达到３００ｍＡ，负载电路从３０ｍＡ到３００ｍＡ的负载调整率为６．７ｍＶ／Ａ．图７为芯图７ＤＣ．ＤＣ电感电流及输出电压波形Ｆｉｇ．７ＤＣ－ＤＣｗａｖｅｆｏｒｍｓｏｆｉｎｄｕｃｔｏｒｃｕｒｒｅｎｔａｎｄｏｕｔｐｕｔｖｏｌｔ－ａｇｅ图８ＤＣ．ＩＸ３芯片照片Ｆｉｇ．８ＭｉｃｒｏｐｈｏｔｏｇｒａｐｈｏｆＤＣ·ＤＣ片的电流和电压测试波形，ＣＨｌ为电感电流波形，ＣＨ２为输出电压波形，ＣＨ３为功率开关管的输出电压波形，可以看出在占空比Ｄ＝７５％的情况下电流波形仍然很稳定．图８为ＤＣ．ＤＣ芯片照片．表１为不同占空比下ＤＣ．ＤＣ的带载能力．６结论本文基于跨导线性环原理，提出了一种实用的自适应斜坡补偿电路．该设计通过电压电流转换（ＶＩＣ），再利用跨导线性电路对电流信号进行运算，从而实现了动态的斜坡补偿．这一设计无需引入输出电压，节省了芯片引脚数目，将系统带载能力和瞬态响应的负面影响减至最小．参考文献［１］ＢａｒａｎｏｖｓｋｉＡＬ，ＧｉｉｄｎｅｒＨ．Ｏｎｔｈｅｔｒａｄｅ·ｏｆｆｏｆｒｉｐｐｌｅａｎｄｓｐｅｃｔ－ｒａｌｐｒｏｐｅｒｔｉｅｓｏｆｃｈａｏｔｉｃＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ．ＰｒｏｃＮＯＬＴＡ’０２，Ｘｉ’ａｎ，Ｃｈｉｎａ，２００２［２］ＵｎｉｔｒｏｄｅａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｎｏｔｅＵ－９７ｍｏｄｅｌｌｉｎｇ，ａｎａｌｙｓｉｓａｎｄｅｏｍｐｅｎｓａ—ｔｉｏｎｏｆｔｈｅｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．ＵｎｉｔｒｏｄｅＣｏｍｐａｎｙＨａｎｄｂｏｏｋＡ－１００，１９９４：２６０［３］ＤｉｘｏｎＬＨ．Ｃｕｒｒｅｎｔ－ｍｏｄｅｃｏｎｔｒｏｌｏｆｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｉｅｓ．ＵｎｉｔｒｏｄｅＣｏｍｐａｎｙ，１９９０［４］ＳｕｍＫＫ．Ｓｗｉｔｃｈｍｏｄｅｐｏｗｅｒｃｏｎｖｅｒｓｉｏｎ＆ｓｅｌｅｃｔｅｄｔｏｐｉｃｓｉｎｌｏｇｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．ＭｉｃｒｏＬｉｎｅａｒＣｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ，１９９３，１０：１９８［５］ＰｒｅｓｓｍａｎＡＩ．Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇｐｏｗｅｒｓｕｐｐｌｙｄｅｓｉｇｎ．Ｂｅｉｊｉｎｇ：ＰｕｌｉｓｈｉｎｇＨｏｕｓｅｏｆＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＩｎｄｕｓｔｒｙ，２００５：１０７［６］ＬａｉＸｉｎｑｕａｎ，ＺｈｏｕＬｉｘｉａ，ＣｈｅｎＦｕｊｉ．ＤｅｓｉｇｎｏｆｄｙｎａｍｉｃｓｌｏｐｅｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｂｏｏｓｔＤＣ—ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎ－ｉｃｓ，２００５，３５（４）：４２０（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）［来新泉，周丽霞，陈富吉．升压型ＤＣ．ＤＣ转换器中的动态斜坡补偿电路设计．微电子学，２００５，３５（４）：４２０］［７］ＬｉＹａｎｍｉｎｇ，ＬａｉＸｉｎｑｕａｎ，ＷａｎｇＨｏｎｇｙｉ．Ｄｅｓｉｇｎｏｆｓｅｌｆ－ｒｅｇｕｌａ·ｔｉｏｎｓｌｏｐｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎｃｉｒｃｕｉｔｆｏｒｂｕｃｋＤＣ－ＤＣｃｏｎｖｅｒｔｅｒ．Ｍｉｃｒｏ—ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ＆Ｃｏｍｐｕｔｅｒ，２００５，２２（３）：２７４（ｉｎＣｈｉｎｅｓｅ）［李演明，来新泉，王红义．降压型ＤＣ－ＤＣ转换器自调节型斜坡补偿电路设计．微电子学与计算机，２００５，２２（３）：２７４］。
降压型DCDC 转换器斜率补偿设计案例
电源网讯
摘要: PWM 电流模控制方式在DC - DC 转换器设计电路中得到了广泛应用,也带来了斜率补偿问题。
讨论了降压型
DC - DC 转换器中斜率补偿技术的原理,分析了传统的线性补偿技术并详细介绍了一种改进的分段线性补偿电路,给出了在1. 6 MHz 降压转换器中的实际应用电路。
电路基于CSMC 0. 5μm CMOS 工艺设计,通过Cadence Spect re 仿真验证,该斜坡补偿电路有效解决了子谐波振荡以及过补偿问题。
关键词:峰值电流控制;斜坡补偿;分段线性补偿;降压转换器; 脉冲宽度调制
1 引言
Buck 型DC - DC 转换器设计中常采用PWM 反馈控制方式以调节输出电压或电流。
PWM 控制方式分电流模式控制和电压模式控制两种方式。
电流模式控制方式是电流内环和电压外环双环控制
[1 ] ,输入电压和负载的变化将首先反应在电感电流上,在输入电压或负载改变时具有更快的响应速度。
电流模式控制方式有峰值电感电流控制和平均电感电流控制两种方式。
峰值电感电流控制由于其优点被广泛应用[2 ] ,但其存在固有的开环不稳定现象,在提高快速性的同时,也带来了稳定性的问题。
当输入电压降至一个接近输出电压的值时,占空比向最大导通时间增加,输入电
压的进一步降低将使主开关在超过一个周期的时间里保持导通
状态,直到占空比达100 % ,这时电路可能会发生子谐波振荡,需要通过一个斜率补偿电路来保持这种恒定架构的稳定性,在大占空比情况下是通过给电感电流信号增加一个补偿斜坡来实现的[ 3 ] 。
设计降压型DC - DC 转换器时,解决固定频率峰值电流控制方式的开环不稳定情况需要做深入的研究。
文章从一般的线性斜率补偿电路入手,分析了分段线性斜率补偿电路,提出一种
改进的实际应用电路图,并给出了分析和模拟仿真结果。
2 原理分析
2. 1 斜率补偿原理
PCM 控制的Buck 型DC - DC 转换器如图1 所示。
由于增加了电流内环控制,电感电流采样后,叠加斜率补
偿电路,合成信号与误差放大器的输出送入PWM 比较器比较,误差电压进入PWM 比较器参与占空比的调节,经过RS 触发器等逻辑控制单元,有效保证输出Vout 的稳定。
其中占空比D = Vout /
V in 。
峰值电感电流调节系统有其固有的局限性,占空比变化时对峰值电感电流IL 的影响如图2 所示,V OSC是振荡器的一路输出控制电压,对应占空比的变化。
其中:
在N 个周期后, (ΔIL ) ，如果m2 < m1 ,即占空比小于50 % 时,峰值电感电流的扰动收敛; 如果m2 > m1 , 即占空比大于
50 % 时,峰值电感电流的扰动发散, 扰动在每个周期的放大后,使得系统极不稳定, 所以未加斜率补偿的系统电源
的抗干扰性极差。
图1 PCM 控制的Buck 型DC - DC 转换器
图2 占空比变化时IL 的扰动过程
加入补偿电流后的电感电流I L 扰动过程如图3 所示。
此时(ΔIL ) 1 = -m2 - m/m1 + m,(ΔIL ) 0 ,当m > 0. 5 m2 时的补偿
可以使电感电流明显收敛,能很好地使系统达到稳定[4 ] 。
图3 补偿后IL 扰动过程
2. 2 线性补偿电路的原理及方法
从前一节的基本原理可以得出,在采样电感电流上叠加一个斜坡电流可以达到预期要求。
补偿方式有多种,下
面研究图4 所示的差分放大器结构。
这是一个典型的差分放大器电路,也可以说是比较器电路。
设V 1 为参考电压V ref ,如图4 所示,在V 2 远小于参考电压时, I1 基本为0 , Iss 全部流入M4 ,即I2 = Iss ;当V 2等于参考电压时, I1 = I2 = Iss/ 2 ,事实上M2 进入线性区时M1 就漏入电流,即在V ref - V
id ,max 时就已经存在电流,事实上的翻转点提前V id ,max , 如图5 所示。
其中V id ,max 为最大过驱动电压。
图4 差分放大器结构
图5 线性区电流翻转点
可以得到:
I1 的一个支路流出作Islope ,于是得到一个斜率固定的补偿斜坡。
但是,用此斜率来补偿所有占空比条件使芯片
都能稳定工作,往往会因为补偿量过大而影响峰值电感电流,空载时甚至使电流模控制失效。
设计时往往会考虑两段或多段补偿甚至自适应补偿来满足整个系统的要求。
3 分段线性斜率补偿及改进型斜率补偿电路
图6 是两种线性斜率补偿电路,均可提供两段线性补偿斜坡。
Vosc 均为振荡器的一路输出, 图6 (a) 中V ref1 和
V ref2 为基准输出,且V ref1 > V ref2 ,大占空比时V ctrl 关断M3管;Vosc 较小时, M1 和M2 均关断,没有补偿电流,Vosc 逐渐
增大,由于V ref1 > V ref2 , M1 首先导通, I1 提供斜率补偿
电流;Vosc 继续增大, M2 导通, I1 + I2 共同提供斜率补偿电流。
图6 (b) 中V ref 为基准输出, M5 和M6 均为有源负载,如果把图中M1 和M3 的宽长比取值为(W/ L) 1 ∶(W/ L) 3 =
1 ∶4 , 利用公式,根据V id ,max1 ∶V id ,max3 =
2 ∶1 , M1 和M
3 线性区的宽度不同, 二者导通时间也就不同;Vosc 逐渐变大, 达到V ref 时,V id ,max 最大的M1 管首先进入线性区, ΣI = I1 ;Vosc 继续升高,V id ,max 稍小的M3 管也进入线性区, ΣI =I1 + I3 镜像放大后提供补偿电流。
可以看到,二者均能提供两种占空比条件下的补偿电流,图6(a) 通过R1 调节V D 从而控制M1 和M2 的工作状态;图6(b) 则是通过V G 以及管子的线性区宽度控制。
为获得对应更多占空比变化的多段斜率补偿电流,经验证,采用图6(b) 的结构实现方便而且调节效果好。
理论上可以并联多段以得到斜率不同的电流,取决于系统对补偿斜坡的要求,但是由于Vid本身就很小,分段太细在精度上很难达
到要求。
图7 分别为一段、两段和四段斜率补偿电流的示意图,占空比变化时分段越多对电感电流的调节效果越好。
基于上述理论分析,本文提出一种基于图6 ( b) 的改进型应用电路结构设计,如图8 所示。
此电路分四段补
偿,占空比升高对应四段斜率变大的补偿斜坡。
设计四对管的宽长比不同,充分利用这四对管子的线性区动态范围不同,以产生
四段补偿斜坡对应占空比变化。
图8 中M1～ M8 组成四对比较器; M12 ～ M22 提供偏置电流, M9 为有
源负载, M10 ～ M11 将补偿电流ΣI 镜像放大。
基准输出V L 及V H 作为斜率补偿的两个参考点, 由基准电路输出,
Vosc 为振荡器的一路输出。
取M1 , M3 , M5 , M7 的参数为
图8 四段斜率补偿电路
Vosc 逐渐变大,达到V L 时,V id ,max 最大的M1 管首先进入线性区,继续升高,V id ,max 稍小的M3 管也进入线性区; Vosc 升高到V H 时, M5 管进入线性区,继续升高,V id ,max 稍小的M7 管进入线性区。
从图8 中可以得到整体电流ΣI 。
ΣI 经过比例放大作为斜率补偿电流再与电感电流进行叠加,电流ΣI 表示为:
ΣI = I1 + I3 + I5 + I7= ( gm1 + gm3 ) (Vosc - V L ) + ( gm5 + gm7 ) (Vosc - V H) (8)
4 仿真结果与分析
将此电路模型应用于一款同步整流1. 6 MHz 降压型DC - DC 转换器,基于CSMC 0. 5 μm CMOS 工艺,利用
Cadence Spect re 仿真,得到仿真结果如图9 所示。
通过仿真结果可以得到,当Vosc 比较小即占空比较小时,不进行补偿,可以看到斜率补偿电路输出电流为零;Vosc逐渐变大,补偿的电流斜率也逐渐变大,共有四段补偿斜坡,分别对应四段逐渐增大的
占空比情况。
在工作频率为1. 6 MHz 时,此斜率波形能较好地补偿电感电流,从而避免子谐波振荡以及过补偿的发生,有效地
保证系统的稳定性。
图9 仿真结果
5 结语
本文讨论了线性斜率补偿电路的原理及电路结构,设计了一种能较好地工作在1. 6 MHz 的降压型DC - DC 转换器的斜率补偿电路,且原理简单易于实现。
本款电路同样适用于升压转换电路。
