高效率开关电源设计3

开关电源设计（精通型）一、开关电源基本原理及分类1. 基本原理开关电源的工作原理是通过控制开关器件的导通与关断，实现电能的高效转换。

它主要由输入整流滤波电路、开关变压器、输出整流滤波电路和控制电路组成。

在开关电源中，开关器件将输入的交流电压转换为高频脉冲电压，通过开关变压器实现电压的升降，经过输出整流滤波电路，得到稳定的直流电压。

2. 分类（1）PWM（脉冲宽度调制）型开关电源：通过调节脉冲宽度来控制输出电压，具有高效、高精度等特点。

（2）PFM（脉冲频率调制）型开关电源：通过调节脉冲频率来控制输出电压，适用于负载变化较大的场合。

二、开关电源关键技术与设计要点1. 高频变压器设计（1）选用合适的磁芯材料，保证变压器在高频工作时的磁通密度不超过饱和磁通密度。

（2）合理设计变压器的绕组匝数比，以满足输出电压和电流的要求。

（3）考虑变压器损耗，包括铜损、铁损和杂散损耗，确保变压器具有较高的效率。

2. 开关器件的选择与应用（1）开关频率：根据开关电源的设计要求，选择合适的开关频率。

（2）电压和电流等级：确保开关器件能承受最大电压和电流。

（3）功率损耗：选择低损耗的开关器件，提高开关电源的效率。

（4）驱动方式：根据开关器件的特点，选择合适的驱动电路。

3. 控制电路设计（1）稳定性：确保控制电路在各种工况下都能稳定工作。

（2）精度：提高控制电路的采样精度，降低输出电压的波动。

（3）保护功能：设置过压、过流、短路等保护功能，提高开关电源的可靠性。

三、开关电源设计实例分析1. 确定设计指标输入电压：AC 85265V输出电压：DC 24V输出电流：4.17A效率：≥90%2. 高频变压器设计选用EE型磁芯，计算磁芯尺寸、绕组匝数和线径。

3. 开关器件选择根据设计指标，选择一款适合的MOSFET作为开关器件。

4. 控制电路设计采用UC3842作为控制芯片，设计控制电路，实现开关电源的稳压输出。

5. 实验验证搭建实验平台，对设计的开关电源进行测试，验证其性能指标是否符合要求。

一、工作原理我们先熟悉一款开关电源的工作原理，该电源可输出5V电压，如图1所示。

1. 抗干扰电路在电网输入端首先设置一个NTC5D-9负温度系数热敏电阻，作用是保护后面的整流桥，刚开机时热敏电阻处于冷态，阻值比较大，可以限制输入电流，正常工作时，电阻比较小。

这样对开机时的浪涌电流起到有效的缓冲作用。

电容CY1、CY2、CY3、CY4用以滤除从工频电网上进入开关稳压电源和从开关稳压电源进入工频电网的不对称杂散信号，电容CX1、CX2用以滤除从工频电网上进入开关稳压电源和从开关稳压电源进入工频电网的对称杂散信号，用电感L1抑制从工频电网上进入开关稳压电源和从开关稳压电源进入工频电网的频率相同、相位相反的杂散干扰电流信号。

采用高频特性好的瓷片电容和铁芯电感，实现开关稳压电源电路中的高频辐射不污染工频电网和工频电网上的杂散电磁波不会窜入开关稳压电源电路中而干扰和影响其工作，对高频分量或工频的谐波分量具有急剧阻止通过功能，而对于几百赫兹以下的低频分量近似一条短路线。

图1 开关电源的工作原理图2. 整流滤波电路在电路中D1、D2、D3、D4组成全桥整流电路，把输入的交流电压进行全波整流，然后用C1进行滤波，最后变成直流输出供电电压，为后级的功率变换器供电，整流滤波后的电压约为300V。

3. UC3842供电与振荡300V的脉动直流电压，此电压经R12降压后给C4充电，供电UC3842的7脚，当C4的电压达到UC3842的启动电压门槛值时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由6脚输出推动开关管工作。

一旦开关管工作，反馈绕组的能量经过D6整流，C4滤波，又供电到UC3842的7脚，这时可以不需要R12的启动了。

C9、R11接UC3842的定时端，和内部电路构成振荡电路，振荡的工作频率计算为：f=1.8/（Rt*Ct）代入数据可计算工作频率：f=68.18K4. 稳压电路该电路主要由精密稳压源T L 4 3 1 和线性光耦P C 8 1 7 组成，假设输出电压↑→经过R 1 6 、R 1 9 、R20、RES3的取样电压↑→TL431的1脚电压↑，当该脚电压大于TL431的基准电压2.5V时，TL431的2、3脚导通，→通过光电耦合到UC3842的2脚，于是UC3842的6脚驱动脉冲的占空比↓→开关变压器T1绕组上的能量↓→输出电压↓，达到稳压作用；反之，假设输出电压下降，则稳压过程与上相反。

如何设计高效率开关电源开关电源中广泛用于我们的生活中，高效率的开关电源越来越受市场的青睐。

如何提高电源效率，成了电源设计时的重大课题。

本文将为你解读NTC 热敏电阻的使用方法，以及通过减小NTC 自身损耗提升电源效率的方法。

下图是一个较为完整的开关电源框架图：包括EMI 电路，输入，输出整流电路，PFC 电路，PWM 驱动电路,保护电路，变压器转换等。

想要提高开关电源的效率，首先需要了解开关电源在工作中存在哪些地方的损耗。

开关电源的损耗主要有输入整流器损耗，开关管损耗和缓冲电路损耗，控制，检测驱动和保护电路损耗，变压器和电感损耗，滤波电容器的损耗，多级电源变换的损耗，不合理控制方式的损耗，线路损耗等。

如何使用用继电器减小热敏电阻(NTC)损耗：在AC-DC 的开关电源设计中，工程师常常会在到AC 输入端加个热敏电阻（NTC ）来降低电源启动时浪涌电流冲击给电源带来的损害。

事实上热敏电阻在电源正常工作后电流持续流过会给电源带来一定的损耗。

比如使用一个25℃时为10Ω的NTC 热敏电阻，假设滤波电容的等效串联电阻为1Ω，那么浪涌电流的大小将相应的降到十分之一左右，可见NTC 的阻值越大限制浪涌电流的效果越好。

但是NTC 得阻值越大相对应的给电源带来的损耗也就越高。

如下图所示电路：LN上图所示的是一个输出100W 的AC-DC 电源前端电路的一部分，假设Z1使用一个25℃时为10Ω的NTC,在刚接通电源时，NTC 电阻将会有2W 左右的功率损耗：I 平均=P 总/V 有效值=100w/200V=0.45AP损耗=I平2*R=0.45A*0.45A*10=2W随后随着电流流过NTC热敏电阻，温度逐步升高，使用负温度系数的电阻在温度达到85℃的时候，电阻将会降到2Ω左右，在热敏电阻上长期损耗将会在0.4W左右。

假设100W 开关电源效率为80%，那么热敏电阻上损耗的占比将会是[0.4W/(100W/0.8)]*100%=0.32%。

此培训资料来源于德州仪器（TI）和中国电源学会（世纪电源网）合作举办的“TI 现场培训”课程，世纪电源网同意在 TI 网站上分享这些文档。

第二单元基本DC-DC变换器1.Buck变换器2.Boost变换器3.Buckboost变换器4.基本变换器总结12何为基本DC-DC 功率变换器？gV gI oI oV ont sT son T t d =由上图可知，当输入和输出不需要隔离时，一个最基本的DC-DC 功率变换器，其组成只能有也必须有下列四个元器件，它们分别是：有源开关（一般为MOSFET ），无源开关（一般为二极管），滤波电感和滤波电容。

到目前为止，最基本的DC-DC 功率变换器共有3个，它们分别是Buck （降压式）变换器，Boost （升压式）变换器和Buckboost （升降式）变换器。

为了方便推导DC-DC 功率变换器的稳态关系，在介绍具体的基本DC-DC 功率变换器之前，先介绍一种获得PWM DC-DC 功率变换器在CCM 下的稳态关系的简单方法----电感电压的伏秒平衡定律。

3电感电压的伏秒平衡定律对于已工作在稳态的DC-DC 功率变换器，有源开关导通时加在滤波电感上的正向伏秒一定等于有源开关截止时加在电感上的反向伏秒。

)(t V L )(t I LI gsV onT sT sonT T D =)(t V L 1L V 2L V )(t I L 1L I D 2L I D 1t D 2t D ttt因为：111)(t i L dt t dI LV L L L D D ==onT t ££02222)(t i L dt t dI L V L L L D D ==son T t T ££由于：01>L V 02<L V 所以：，，0111>D ´=D Lt V i L L 0222<D ´=D Lt V i L L 稳态时，必有：21L L i i D -=D 否则的话，电感电流会朝一个方向增加而使电感饱和，并致电路工作不正常。

开关电源EMC的三个规律及三个要素深圳市森树强电子科技有限公司1、EMC三个重要规律1.1、环路电流频率f越高，引起的EMI辐射越严重，电磁辐射场强随电流频率f的平方成正比增大。

减少辐射骚扰或提高射频辐射抗干扰能力的最重要途径之二，就是想方设法减小骚扰源高频电流频率f，即减小骚扰电磁波的频率f。

1.2、EMC费效比关系规律： EMC问题越早考虑、越早解决，费用越小、效果越好。

在新产品研发阶段就进行EMC设计，比等到产品EMC测试不合格才进行改进，费用可以大大节省，效率可以大大提高;反之，效率就会大大降低，费用就会大大增加。

经验告诉我们，在功能设计的同时进行EMC设计，到样板、样机完成则通过EMC测试，是最省时间和最有经济效益的。

相反，产品研发阶段不考虑EMC，投产以后发现EMC不合格才进行改进，非但技术上带来很大难度、而且返工必然带来费用和时间的大大浪费，甚至由于涉及到结构设计、PCB设计的缺陷，无法实施改进措施，导致产品不能上市。

1.3、高频电流环路面积S越大, EMI辐射越严重。

高频信号电流流经电感最小路径。

当频率较高时，一般走线电抗大于电阻，连线对高频信号就是电感，串联电感引起辐射。

电磁辐射大多是EUT被测设备上的高频电流环路产生的，最恶劣的情况就是开路之天线形式。

对应处理方法就是减少、减短连线，减小高频电流回路面积，尽量消除任何非正常工作需要的天线，如不连续的布线或有天线效应之元器件过长的插脚。

减少辐射骚扰或提高射频辐射抗干扰能力的最重要任务之一，就是想方设法减小高频电流环路面积S。

2、EMC问题三要素开关电源及数字设备由于脉冲电流和电压具有很丰富的高频谐波，因此会产生很强的辐射。

电磁干扰包括辐射型(高频) EMI、传导型(低频)EMI，即产生 EMC问题主要通过两个途径:一个是空间电磁波干扰的形式;另一个是通过传导的形式，换句话说，产生EMC问题的三个要素是：电磁干扰源、耦合途径、敏感设备。

锂电池转3路开关电源电路设计一、设计背景锂电池是当前最常用的便携式电源，由于其高能量密度和轻量化特性，被广泛应用于智能手机、平板电脑、笔记本电脑等便携式设备中。

但是锂电池输出电压不稳定，需要通过开关电源进行稳定输出。

因此，本文将介绍一种基于锂电池的3路开关电源电路设计。

二、设计原理该3路开关电源电路由锂电池、升压芯片、LDO稳压芯片和MOS管组成。

其中，升压芯片将锂电池的低压升高到合适的工作范围，并通过MOS管控制输出；LDO稳压芯片将升压后的信号进行进一步稳定，并控制输出。

整个系统通过微处理器进行控制。

三、具体实现1.硬件设计（1）锂电池模块：使用18650型号的锂离子充放电模块。

（2）升压芯片：使用XL6009E1模块。

（3）LDO稳压芯片：使用AMS1117-3.3V模块。

（4）MOS管：使用IRF4905PBF模块。

（5）微处理器：使用STM32F103C8T6模块。

2.软件设计（1）系统初始化：将各个模块进行初始化，包括时钟、GPIO口等。

（2）升压芯片控制：通过PWM信号控制升压芯片的输出电压，实现对输出电压的调节。

（3）LDO稳压芯片控制：通过I2C总线进行通讯，实现对LDO稳压芯片的控制和调节。

（4）MOS管控制：通过GPIO口控制MOS管的开关状态，实现对输出电流的控制。

（5）保护机制：添加过流、过温、逆接保护等机制，确保系统安全可靠。

四、测试结果经过测试，该3路开关电源电路设计能够稳定输出3.3V、5V和12V 三种不同电压，并且在负载变化时具有良好的动态响应性能。

同时，在满足保护机制下，系统具有较高的安全性和可靠性。

五、总结本文介绍了一种基于锂电池的3路开关电源电路设计方案。

该方案通过升压芯片、LDO稳压芯片和MOS管等组件实现对锂电池输出信号的稳定和控制，并通过微处理器进行整体控制。

经过测试，该方案具有良好的输出稳定性和动态响应性能，同时满足了保护机制，具有较高的安全性和可靠性。

高效率开关电源设计实例--10W同步整流B u c k变换器以下设计实例中,包含了各种技巧来提高开关电源的总体效率;有源钳位和元损吸收电路的设计主要依靠经验来完成的,所以不在这里介绍;采用新技术时必须小心,因为很多是有专利的,可能需要直接付专利费给专利持有人,或在购买每一片控制IC芯片时,支付附加费用;在将这些电源引入生产前,请注意这个问题;10W同步整流Buck变换器应用此设计实例是PWM设计实例1的再设计,它包括了如何设计同步整流器;在设计同步整流开关电源时,必须仔细选择控制IC;为了效率最高和体积最小,一般同步控制器在系统性能上各有千秋,使得控制器只是在供应商提到的应用场合中性能较好;很多运行性能的微妙之处不能确定,除非认真读过数据手册;例如,每当作者试图设计一个同步整流变换器,并试图使用现成买来的IC芯片时,3／4设计会被丢弃;这是因为买来的芯片功能或工作模式往往无法改变;更不用说,当发现现成方案不能满足需求时,是令人沮丧的见图20的电路图;设计指标输入电压范围： DC+10～+14V输出电压： DC+额定输出电流：过电流限制：输出纹波电压： +30mV峰峰值输出调整：±1％最大工作温度： +40℃“黑箱”预估值输出功率： +2A=最大输入功率： Pout/估计效率=／=功率开关损耗 0．5=续流二极管损耗： =输入平均电流低输入电压时／10V=高输入电压时：／14V=0．8A估计峰值电流： 1．4Ioutrated=1．4×2．0A=2．8A设计工作频率为300kHz;电感设计参见最恶劣的工作情况是在高输入电压时;式中 Vinmax ——可能的最大输入电压;Vout——输出电压;Ioutmin——最小负载时的电流;f sw ——工作频率;电感是个环形表面封装元件,市场上有多种标准表面封装的电感,这里选择的是Coileraft公司的D03340P-33333μH;功率开关和同步整流器MOSFET的选择功率开关：功率开关要用一个变压器耦合的N沟道功率MOSFET;这里打算使用一个S0-8封装的双N沟道MOSFET,以节省PCB空间;最大输入电压是DCl4V;因此,可以选用V DSS不低于DC+30V、峰值电流是2．8A的MOSFET;选择过程的第一步是确定所用MOSFET的最大R DSon,通过热模型可以确定这个值,最大的R DSon可由下式得到：同时希望器件的耗散功率小于1W,所以估计的R DSon应小于所以选FDS6912A双N沟道MOSFET,它是S0-8封装,10V栅极电压时的导通电阻为28mΩ;同步二极管：要用一个大约是同步MOSFET连续额定容量的30％的肖特基二极管与MOSFET内部二极管并联,30V时约为0．66A;这里使用MBRSl30,该二极管在流过0．66A时有0．35V的正向压降;可替换的元件：在写本书时,仙童半导体公司出品了一个集成的肖特基二极管和MOSFET,肖特基二极管直接并在MOSFET的硅片上syncFET;SyncFET有一个40mΩN沟道MOSFET,与一个28mΩSyncFET一起封装,型号为FDS6982S;输出电容参见输出电容值由下列公式确定：输入和输出滤波电容主要考虑的是流入电容的纹波电流;在这个实例中,纹波电流和电感交流电流是相同的,电感电流最大值限定在2．8A,纹波电流峰峰值为1．8A,有效值大约为O．6A约为峰峰值的1／3;采用表面安装钽电容,因为它的ESR只有电解电容的10％～20％;在环境温度+85;C=时,电容将降额30％使用;最佳的电容是来自AVX公司的,它的ESR非常低,因此可以适应很高的纹波电流,但这是很特殊的电容;在输出端可将下列两种电容并在一起;AVX：TPSEl07M01R0150 1OOμF20％,10V,150mΩ,O．894A有效值TPSE107M01R0125 100／μF20％,10V,125mΩ,0．980A有效值Nichicon：F750A107MD 100μF20％,10V,120mΩ,0．92A有效值输入滤波电容见这个电容要流过与功率开关相同的电流,电流波形是梯形的,从最初的lA很快上升到;它的工作条件比输出滤波电容恶劣得多;可把梯形电流看成两个波形的叠加来估计有效值：峰值1A的矩形波和峰值1．8A的三角波,产生大约1．1A的有效值;电容值由下式计算：电压越高,电容值越低;电容由两个1OOμF电容并联而成,它们是：AVX每个系统需两个：TPSl07M020R0085 1OOμF20％,20V,85mΩ,1．534A有效值TPSl07M020R0200 100μF20％,10V,200mΩ,1．0A有效值选择控制IC芯片U1期望的buck控制IC芯片的特性是：1．直接从输入电压即可启动的能力;2．逐周电流限制;3．图腾柱MOSFET驱动器;4．功率开关和同步整流器MOSFET之间延时的控制;市场上绝大部分同步buck控制器都是用于+5～+1．8V微处理器调整电源的如,+12V的V dd和+5V 的V in;也有很多IC芯片可以提供足够的功能,使用者可以根据应用来选择这些功能;在选择时,初选了两家加利福尼亚公司的产品,发现只有一种IC适合这种要求,就是Unitrode／TI的UC3580-3;电压误差放大器的内部基准是2．51±2．5％V;设定工作频率R7、R8和C8R8给定时电容C8充电,而R7给定时电容放电;首先,要确定变换器最大占空比;因为输出电压大约是最低输入电压的50％,所以选择最大占空比为60％;从数据手册得充电时间最大值是0．6／300kHz或2μs;参数表上定时电容值lOOpF略偏小不会耗散太多能量;这里采用这个值,因此R8的值是伏-秒限制器R4和C5这个IC芯片有前馈最大脉宽限制功能;当输入电压增加时,Buck变换器工作脉宽会减少;RC振荡器直接与输入电压相接,并且它的定时值与输入电压成反比;它的定时时间设成比工作脉宽长30％;如果伏．秒振荡器定时时间到了,而调整单元仍旧导通,则调整单元会被关断;C5也取lOOpF,因为它的定时和振荡器一样,所以R4大约是47kΩ;设定调整单元和同步整流器MOSFET之间的死区时间根据MOSFET功率开关节可以进行开通和关断延时的计算,但仍需要在最初调试时调整R6死区设定电阻的值;开始设成lOOns比较好,典型的MOSFET开通延时是60ns,100ns可以保证不会有短路电流;IC所产生的死区延时是不对称的;从数据手册的图表上看,100kΩ电阻产生开通延时大约为1lOns,关断延时为180ns;在最初调试阶段就要设法减少这些延时;延时使得二极管导通的时间太长,损耗就高,但还是工作在安全区;栅极驱动变压器的设计T1栅极驱动变压器是一个简单的1：1正激式变压器;对变压器没有特别的要求,因为它是小功率、交流耦合双向磁通的300kHz变压器;用10mm的铁氧体磁环就足够了,如TDK公司的K5TIO×2．5×5B sat是3300G,或Philips公司的266T125-3D3B sat是3800G;从磁性元件的设计可知,产生1000G0．1T或0．3B sat的匝数是栅极驱动变压器用两根相同导线约30AWG并绕;为了方便,变压器绕在一个四引脚“鸥翅型”gull wing表面安装骨架上;电流检测电阻R15和电压检测电阻分压器R11和R13芯片只提供了一个最小O．4V阈值的关断引脚;这里打算采用一个备用的过电流保护模式;为了尽可能减小电流检测电阻的尺寸,将采用电流反馈检测电路的一种变型;此处,0．35V是电压检测电阻分压器R14上的压降;那么R15为R15 =3A=Ω取20mΩ戴尔Dale电阻是WSL-2010-02-05;设定流过电压检测电阻分压器的电流约为1．0mA;这样R13和R14的总电阻是R sum ==ΩR14 为R14 =0;35V/ =350Ω取360Ω则R13 为R13 =Ω-360Ω=Ω取Ω,1%精度则R11 为R11 =/1mA =Ω取Ω,1%精度电压反馈环补偿见这是一个电压型正激式变换器;为了得到最好的瞬态响应,将采用双极点、双零点补偿法;确定控制到输出特性:输出滤波器极点由滤波电感和电容决定,且以-40dB／dec穿越OdB线;它的自然转折频率是输出滤波电容引起的零点ESR是两个150mΩ并联是功率电路直流绝对增益是计算误差放大器补偿极点和零点选择15kHz穿越频率能满足大部分的应用场合,这使得瞬态响应时间约为200μs;f xo=15kHz首先,假定最终闭合回路补偿网络以-20dB／dec下降,为获得15kHz穿越频率,放大器必须提高输入信号增益,即提高博德图中的增益曲线;G xo=20lgf xo/f fp-G DC=20lg15kHz/1959HzG xo=G2=+ dBA xo=A2= dB绝对增益这是中频段G2所需的增益,以获得期望的穿越频率;补偿零点处的增益是：=A1 =绝对增益为补偿两个滤波器极点,在滤波器极点频率的一半处放置两个零点：第一个补偿极点置于电容的ESR频率处4020Hz：第二个补偿极点用于抑制高频增益,以维持高频稳定性：现在可以开始计算误差放大器内部的元件值,见图19;最终所设计的电路见图20;。