低压大电流开关电源的设计

低压大电流的开关电源设计方案1 引言在电镀行业里，一般要求工作电源的输出电压较低,而电流很大。

电源的功率要求也比较高,一般都是几千瓦到几十千瓦。

目前,如此大功率的电镀电源一般都采用晶闸管相控整流方式。

其缺点是体积大、效率低、噪音高、功率因数低、输出纹波大、动态响应慢、稳定性差等。

本文介绍的电镀用开关电源,输出电压从0～12V、电流从0～5000A连续可调,满载输出功率为60kW。

由于采用了ZVT软开关等技术,同时采用了较好的散热结构,该电源的各项指标都满足了用户的要求,现已小批量投入生产。

2 主电路的拓扑结构鉴于如此大功率的输出,高频逆变部分采用以IGBT为功率开关器件的全桥拓扑结构,整个主电路如图1所示,包括:工频三相交流电输入、二极管整流桥、EMI滤波器、滤波电感电容、高频全桥逆变器、高频变压器、输出整流环节、输出LC滤波器等。

隔直电容Cb是用来平衡变压器伏秒值,防止偏磁的。

考虑到效率的问题,谐振电感Ls只利用了变压器本身的漏感。

因为如果该电感太大,将会导致过高的关断电压尖峰，这对开关管极为不利，同时也会增大关断损耗。

另一方面,还会造成严重的占空比丢失,引起开关器件的电流峰值增高,使得系统的性能降低。

3 零电压软开关高频全桥逆变器的控制方式为移相FB-ZVS控制方式,控制芯片采用Unitrode公司生产的UC3875N。

超前桥臂在全负载范围内实现了零电压软开关,滞后桥臂在75%以上负载范围内实现了零电压软开关。

图2为滞后桥臂IGBT的驱动电压和集射极电压波形,可以看出实现了零电压开通。

开关频率选择20kHz,这样设计一方面可以减小IGBT的关断损耗,另一方面又可以兼顾高频化，使功率变压器及输出滤波环节的体积减小。

图2 IGBT驱动电压和集射极电压波形图4 容性功率母排在最初的实验样机中,滤波电容C5与IGBT模块之间的连接母排为普通的功率母排。

在实验中发现IGB上的电压及流过IGBT的电流均发生了高频震荡,图3为满功率时采集的变压器初级的电压、电流波形图。

开关电源的设计及计算1.先计算BUCK 电容的损耗（电容的内阻为R buck 假设为350m Ω，输入范围为85VAC~264VAC,频率为50Hz ，P OUT =60W,V OUT =60W ）：电容的损耗：P buck =R buck *I buck,rms 2I buck,rms =I in,min1**32−cline t F t c :二极管连续导通的时间t c =linelineF VpeakV e F **2)min(arcsin *41π−=3ms其中：V min =linein ch in in in F C D P V V *)1(***2min ,min ,−−V peak =2*V in,min其图中的T1就是下面公式中t c或：V min =η*)*21(**2**2min ,min ,in c line o in in C t F P V V −−所以(假设最低输入电压时，输入电流=0.7A)：I buck,rms =I in,min1**32−cline t F =0.7*13*50*32−=1.3A P buck =350m*1.32=0.95W第一步计算电容损耗是为了使用其中的t c 值,电容的容量一般通用范围选2~3μ/W ，固定电压为1μ/W2.输入交流整流桥的计算(假设V TO =0.7V,R d =70m Ω)在同一个时间内有两个二极管同时导通，半个周期内两个二极管连续导通I d,rms =c line in t F I **3min ,=m3*50*37.0=1.04AP diodes =2*(V TO *2min ,in I +R d *I d,rms 2)=2*(0.7*27.0+70m*1.042)=640mW 一个周期内桥堆损耗为:P BR=2*P diodes =2*640m=1.28W桥堆功耗超过1.5W 时，我个人认为应加散热器（特别是电源的使用环境温度较高时）变压器和初级开关MOS ：反激式开关电源有两种模式CCM 和DCM ，各有优缺点。

开关电源设计步骤
1.需求分析（100字）
在设计开关电源之前，首先需要明确设计的目标和需求。

这包括输出电压、输出电流、输入电压范围、效率要求、输出电流稳定性等。

根据不同的需求，确定开关电源的拓扑和参数。

2.电路设计（300字）
在进行电路设计之前，需要选择开关电源的拓扑结构。

常见的拓扑结构有Buck、Boost、Buck-Boost、Sepic等。

根据需求和所选拓扑结构，设计主要电路模块包括开关管、滤波电感、修正电容、输出滤波电容等。

3.电路实现（300字）
根据电路设计确定的电路参数，在电路板上布线，连接各个器件和元件。

布线时需考虑到电路的稳定性和抗干扰能力。

注意分离高压和低压区域，减少互相干扰。

4.性能评估（200字）
完成电路实现后，需要进行性能评估，检验设计是否满足预期需求。

主要评估指标包括输出电压稳定性、负载调整能力、效率、开关频率、静态功耗、温度等。

通过测试数据和实际情况进行比较，查找问题和优化空间。

5.优化（200字）
根据性能评估的结果和问题分析，进行电路的优化。

优化可以包括改进布线、更换元器件、调整控制策略等。

目的是提高电路的性能，使其更加稳定、高效和可靠。

总结：
开关电源设计步骤包括需求分析、电路设计、电路实现、性能评估和优化。

通过明确需求，选择合适的拓扑结构，并根据电路设计参数进行电路实现，然后进行性能评估和优化。

这些步骤相互关联，需要不断地调整和优化，以得到满足需求的高性能开关电源设计。

低压大电流移相全桥开关电源的研究丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【摘要】给出硬件电路系统框图,然后结合采用移相全桥ZVS PWM DC/DC变换器的电路拓扑结构,推导并计算了几个关键的主电路参数,接着给出了产生PWM波相关的硬件电路图,最后在10kW的直流电源样机的环境下进行了实验并得出实验波形.%The paper firstly described the hardware block diagram of circuitry.It then calculated several key parameters of the main circuit combined with the use of phase-shifted full-bridge ZVS PWM DC / DC converter circuit topology.It also presented the relative hardware circuit of the PWM wave generation,Finally,experiments were conducted in the 10KW DC power supply prototype environment and experimental wave forms were obtained.【期刊名称】《湖北工业大学学报》【年(卷),期】2012(027)002【总页数】5页(P40-44)【关键词】移相全桥;DC/DC变换器;PWM【作者】丁稳房;郜佳辉;杨刚;章子涵【作者单位】湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068;湖北工业大学电气与电子工程学院,湖北武汉430068【正文语种】中文【中图分类】TM46由于电力电子技术的快速发展，低压大电流直流电源开始越来越多地应用到实际当中去，又由于移相全桥技术可以降低功率开关管的开关损耗，提高变换器的效率以及容易实现软开关等优点，因此移相全桥电路在大功率直流电源中成为首选拓扑结构.移相全桥软开关电路分为零电压开关（ZVS），零电流开关（ZCS），零电压零电流开关（ZVZCS）三种类型［1－3］.相比较而言，移相全桥ZVS电路因为其工作简单可靠，不需要加辅助电路等优点，比较适用于大功率低压大电流的工作场合中.本实验装置采用的是移相全桥ZVS PWM直流变直流技术，其输出电压28.5 V，额定输出电流350 A，本文给出了整个硬件系统框图，主电路参数设计，PWM波相关的硬件设计，最后给出了实验波形.1 系统框图系统框图见图1.图1 硬件系统框图三相电经过12脉波自耦变压器整流出来的电流只含有n次谐波量，n＝12k±1（k ＝1，2，…），减小了输入电流的总谐波含量（THD），提高了系统的兼容性，并且大大减小了12脉波自耦变压器的体积容量.高频变压器采用的是损耗值比较低的铁氧体材料，为了减少开关损耗.输出的电压和电流经过采样后到DSP28335控制板，经过AD转换，再通过SPI进行板间通讯，把数据送到面板显示.2 关键参数的设计移相全桥ZVS变换电路见图2，下面对其中的几个重要参数进行设计计算.图2 移相全桥ZVS变换电路2.1 高频变压器的设计高频变压器设计要求如下：额定输出功率为10kW，允许短时间过载100%（一般为2 min左右），输入三相交流电的电压波动范围为380 V×（1±10%），也就是在342～418 V之间，开关频率为20 k Hz，额定输出直流电压为28.5 V，根据这些要求高频变压器铁芯选取了E28尺寸的R2SKB铁氧体铁芯，根据下面的公式求高频变压器的原边匝数其中：V in为高频变压器的直流输入电压，在这里取最大直流输入电压；K为波形系数，波形系数是指有效值与平均值之比，如果是方波一般为4；f s为开关工作频率（20 k Hz）；B w为变压器的工作磁通密度，一般取它的最大工作磁通密度0.28 T；Ae为铁芯有效截面积，m2，A e ＝A S×K e，K e＝0.97；将参数代入式（1）中可得由于原边是6个变压器串联，在这里就取每个变压器的匝数为6匝.为了提高高频变压器的利用率，减小原边电流以减小开关管的电流应力，降低输出整流块恢复二极管（FRD）的电压应力，从而减小功率损耗，高频变压器的原边与副边的匝数比应尽量大些，但是为了在任何时刻都能得到所要求的输出电压，需要利用高频变压器的副边输出的各种损耗和变压器副边的最大占空比D max来计算高频变压器副边的最大输出电压值其中：V 0为输出电压值；V D为整流输出块恢复二极管上的通态损耗；V L为输出滤波电感上的电压损耗；V R输出电流在输出电缆上的压降损耗.并根据最小输入电压V in（max）来决定变压器的副边匝数.直流电源输出为28.5 V，假设整流输出二极管的通态压降为2 V，输出滤波电感上的电压损耗为1 V，输出电流在输出电缆上的压降损耗为2 V，变换器的最大占空比为0.85，把这些参数代到式（2）中可得变压器的原边与副边的匝数比关系如下：由此可得变压器的副边匝数又由于移相全桥电路的滞后臂工作时占空比丢失比较大，所以取副边匝数为4匝，按以上参数设计的6个变压器实测原边总漏感为12μH.2.2 超前桥臂谐振电容的设计为了实现DC／DC变换器的超前桥臂和滞后桥臂的ZVS软开关，需要根据DC／DC变换器的开关频率和死区时间来确定直流变换器的超前桥臂和滞后桥臂的并联电容和变压器原边串联谐振电感.在移相全桥的超前桥臂工作过程中，输出滤波电感Lf和谐振电感Lr串联，用来抽取超前桥臂上的并联电容的能量以实现ZVS软开关，由于原边等效电感L＝L r＋K 2×L f L r，所以在超前桥臂工作过程中原边等效电感值很大，它的电流可以近似不变，类似一个电流源，为了实现超前臂的ZVS，必须要让Q 1驱动信号和Q3驱动信号的死区时间大于超前桥臂上的并联电容的充放电时间，并联电容电压减少量为t 01是指超前桥臂的并联电容放电由电源电压降到0 V时所需的时间.要实现超前臂的零电压开通，必须要让Q1驱动信号和Q 3驱动信号的死区时间T d大于并联电容的放电时间t 01，所以要满足才能保证零电压开通.由公式可得，如果原边电流变得很小的话，C 3的电压放电到零的时间将变得很长，当t 01＞T d时，将会失去零电压条件，所以选择C 1和C 3的电容值要根据死区时间和要求实现零电压开关的负载范围来确定.由于使用的开关器件是IGBT，所以死区时间不能设置太小，在这里设置超前臂死区时间为2.5μm，DC／DC变换器在大于10%的额定电流能实现零电压开关，即原边电流I 1大于4 A能实现零电压开关，在轻载状态下输入的直流电压为530 V，将这些数据带入式（3）得因为C 1＝C 3，在这里取C 1＝C 3＝4.7 n F，采用的电容是4.7 n F／600 V的CBB聚苯电容.2.3 滞后桥臂谐振电容和谐振电感的设计在滞后桥臂工作的过程中，由于变压器副边上的两个二极管DR1和DR2同时导通，致使变压器原边绕组短接电压为0，所以使得原边等效电感就只是L r L＝L r＋K 2×L f，这就使得滞后桥臂的等效电感远小于超前桥臂的等效电感，因此原边电流就不能看成电流源，而且电流变化大.所以滞后桥臂比超前桥臂难实现零电压开通，要想实现滞后桥臂的零电压开关，要满足以下两个条件.1）串联的谐振电感储存的能量要大于滞后桥臂的电容的储存能量，即其中CTR为变压器的寄生电容，它的值很小，所以上式可以简化为Clag为滞后桥臂的并联电容的平均值，且2）滞后桥臂的死区时间应小于等于谐振周期的四分之一，公式如下：把上式变形一下可得根据这两个约束条件和滞后桥臂大于10 A时能实现零电压开关，就能确定出谐振电感L r和并联电容Clag的参数值.由上述约束条件可得把以知的参数代入公式（4）中由于C 2＝C 4，在这里取Clag＝22 F.由于滞后桥臂的并联谐振电容为22 F，从而可以根据式（5）来确定由于高频变压器的原边总漏感为12μH，所以谐振电感值为45.6μH.在实际的调试过程中，最好把谐振电感设计成可调的，以便让其电感值根据实际的电路来确定.3 PWM硬件电路设计下面主要给出PWM的硬件控制电路和过压过流保护电路，PWM的硬件功能框图和硬件电路如图3.DSP28335输入输出口都是3.3 V，而在设计故障封锁电路时用到的是集成与门CD4081，CD4081的工作电压分别在5 V、10 V、15 V，当工作电压是5 V时，只有当输入电压最低为3.5 V才默认为高电平，所以需要把3.3 V转换成5 V，这里用的电平转换芯片是SN74 ALVC164245，它是16位2.5 V 转为3.3 V或者由3.3 V转为5 V电平的带三态门输出的移位收发器，在这里用的是3.3 V转为5 V电平.硬件电路见图4.电路中2 OE接地，而2DIR接3.3 V，数字2表示第二路，由图4可知只用到第二路，当2 OE为低电平，2DIR为高电平时，A端口处于高阻态，B端口是使能的，所以信号是从A端口到B端口，也就是说PWM波处于输出状态.故障封锁信号如图5所示.图5 故障封锁电路在正常情况下，故障信号BLOCKALL是高电平1，当有故障发生时故障信号BLOCKALL就为低电平0，在更4路PWM相与使得4路输出为0，就把PWM 波封锁了.由于故障信号BLOCKALL牵扯的电路篇幅太大，所以这里给出硬件功能框图以说明硬件设计思想（图6）.在这里需要解释的是：如果有故障信号过来，经过RS触发器后为高电平5 V，高电平5 V是接到三极管的基极来控制三极管的开通，故障显示的电路用的是三极管的共发射极，接法相当于一个开关.所以当信号来时，三极管导通相应的故障灯就亮了.RS触发器出来的故障信号经过集成或门CD4075，是尽量把这么多故障信号转换成一个总的故障信号，再经过一个非门CD4011把故障电平信号反一下变为低电平0，当有故障发生时，也就得到故障信号BLOCKALL为低电平0；没有故障发生时，故障信号BLOCKALL为高电平1.比较电平转换的电路如图7所示.在调试过程中，PWM波参考电压QDVF信号为1 V，PWM波信号QDONE在正常工作时电压有效值为2.1 V，经过比较器L M311出来的电压信号最大为15 V，因为比较器L M311的偏置电压给的是15 V，这样就把PWM波最大为5 V 的信号变成15 V的信号，这里只给出一路PWM波信号，其余三路与此相同.这里出来的PWM波到了IGBT驱动板，再由IGBT驱动板驱动IGBT使其工作.4 实验波形在调试过程中发现高频变压器的原边电压上的尖峰很高，图8是当阻性负载为350 A时的波形，电压尖峰将近400 V，这是谐振电感感应的电压尖峰.为了减小电压尖峰，在谐振电感的两端并上一个耐压值为1 200 V的快恢复二极管，电压波形从图9可以看到，在阻性负载为350 A时的变压器的原边电压尖峰只有100V，电压尖峰消减了300 V，说明此处加上快恢复二极管能起到很好的作用.图10给出的是IGBT的超前桥臂驱动波形，正电压为15 V，负电压为－10 V，负电压是为了让IGBT有效地关断，从图10可以看出，超前臂Q 1和Q 3的驱动信号相反，不存在直通情况.图11是超前桥臂Q 1的GE，CE电压波形，1是驱动信号，2是IGBT的CE的电压波形，由此图看出，当驱动信号关断时，IGBT的CE电压由0开始慢慢上升实现了零电压关断，当驱动信号打开时，IGBT的CE端的电压几乎为0，实现了零电压开通，带轻载时都能实现零电压开通，根据式（3）可知，重载时更容易实现零电压开通.图11 带载35 A时Q1的GE，CE的电压波形最后是突加突减实验波形，突加实验是从电流35 A增加到350 A（图12），突减实验是从电流350 A降到35 A的情况（图13）.图12 从35 A到350 A时的电压突加波形图13 从350 A降到35 A时的电压突减波形5 结论实验证明移相全桥ZVS拓扑结构能够实现零电压开通，减少开关损耗，而且动态性能比较好，适用于大功率的直流电源的软开关电路［4］.［参考文献］［1］孔雪娟，彭力，康勇.模块化移相谐振式DC－DC变流器和并联器［J］.电力电子技术，2002，36（5）：40－43.［2］陈坚.电力电子学［M］.北京：高等教育出版社，2009：291－297. ［3］段善旭，余新颜，康勇.便携式逆变弧焊电源［J］.电焊机，2004，33（12）：28－31.［4］阮新波，严仰光.脉宽调制DC／DC全桥变换器的软开关技术［M］.北京：科学出版社，1999.。

具有同步整流技术的低压大电流开关电源设计[摘要]传统的开关电源纹波较大，稳定性不高，效率低。

整流方式采用二极管整流容易使在二极管上的压降过大，无法达到低压大电流的电源。

本文讨论了用ltc3901来驱动mosfet整流，大大降低了整流压降，提高了电源的稳定性和效率。

[关键词]pwm；半桥逆变；整流中图分类号：td327.3 文献标识码：a 文章编号：1009-914x （2013）14-0259-011、概述本文所设计的低压大电流开关电源是接入电压为电网电压。

由于电网上有各种干扰，所以先要进行滤波设计。

然后是整流输出，传统的整流是通过二极管整流，但是二极管的压降过大，在低电压输出的情况下二极管上的损耗过多，因此需要用性能较好的mosfet 来整流，mosfet的压降比二极管要小得多，要求输出电压为5v，整流器需要加上一个整流控制，这样才能使输出电压达到理想值。

为了让输出电压趋于稳定，需要加上电压检测反馈电路，当输出电压发生变化时，通过反馈回路使得输出电压稳定在5v，因为输出电压为直流，其电压检测的反馈信号同样为直流，这就需要将电网电压整流后在逆变，然后再整流成输出电压。

先整流滤波的另外一个好处是可以防止电源的高频干扰反串进电网中去，反馈信号可以通过驱动电路来控制逆变电路，使得整流输入电压改变，这样就可以控制输出电压。

整流后的电压要求纹波较小，所以必须加上输出滤波电路。

整个电路的器件不能因为电流过大而损坏，因此需要加上过流保护电路来保证电路的安全性。

2、低压大电流开关电源的基本原理2.1 逆变技术与整流相对应，把直流电变成交流电称为逆变。

当交流侧接在电网上，即交流侧接电源时，称为有源逆变；当交流侧和负载连接时，称为无源逆变。

逆变电流的应用非常广泛。

在已有的各种电源中，蓄电词、干电池、太阳能电池等都是直流电源，当需要这些电源向交流负载供电时，就需要逆变电路。

另外，交流电机调速用变频器、不间断电源、感应加热电源等电力电子装置使用非常广泛，其电路的核心都是逆变电路。

小功率开关电源方案引言在现代电子设备中，小功率开关电源被广泛应用于各种便携设备、无线传感器网络和嵌入式系统中。

其主要特点是高效率、体积小以及成本低廉。

本文将介绍小功率开关电源的基本原理、设计要点以及常用的方案。

1. 小功率开关电源的基本原理小功率开关电源是一种将直流电转换为低电压、高电流的电源。

它由输入端、输出端和能量转换部分组成。

其中，能量转换部分是实现电源功能的核心部件。

1.1 输入端小功率开关电源的输入端主要是直流电源或者直流电池。

其特点是输入电压较低，一般在5V或以下。

1.2 输出端小功率开关电源的输出端一般为直流电压或直流电流。

根据具体应用的需求，输出电压通常在3V至12V之间。

1.3 能量转换部分能量转换部分是实现电源功能的核心部件，它由开关管、电感、电容和稳压电路组成。

•开关管：开关管是负责将输入电源接通和切断的关键部件。

常见的开关管有MOS管和BJT管。

•电感：电感在能量转换过程中扮演着储能的角色，它能够提供稳定的电流输出。

•电容：电容则用来平滑电流，减小输出端纹波。

•稳压电路：稳压电路用于将输出电压稳定在设定的范围内，并提供过载和短路保护功能。

2. 小功率开关电源的设计要点2.1 效率小功率开关电源的效率是一个重要的设计指标，它决定了电源的功耗和发热量。

为了提高效率，设计者可以采用以下方法：•选择低损耗的开关管和电感；•减小输出端纹波，降低滤波电容的损耗；•优化稳压电路，减少功耗。

2.2 体积随着移动设备的普及，对于小功率开关电源的体积要求越来越高。

为了减小体积，设计者可以采取以下措施：•选用小尺寸的电感和电容；•采用表面贴装技术，减少元件的体积；•优化电路布局，尽量减小电路板的面积。

2.3 成本小功率开关电源的成本是一个重要的考虑因素。

为了降低成本，设计者可以从以下方面入手：•选择成本较低的元件，如集成稳压芯片等；•利用标准化设计，减少研发成本；•优化电路，降低电路的复杂度。

以下是一个适合输出低电压大电流的拓扑结构——反激式变换器。

反激式变换器是一种常用的开关电源变换器，它具有结构简单、成本低、易于实现大功率输出等优点。

它的工作原理是利用变压器将输入电压和输出电压进行隔离，通过控制开关管的导通和关断时间来调整输出电压的大小和电流的流向。

在反激式变换器中，当输入电压较低时，变压器可以起到隔离和缓冲的作用，使输出电压不会受到输入电压波动的影响。

同时，由于反激式变换器采用开关电源的方式，它可以在较低的输入电压下实现较大的输出电流，因此在一些需要大电流输出的应用场景中具有广泛的应用前景。

为了实现更低电压大电流的输出，可以采用以下几种方法：
1. 采用更高功率密度的变压器：在反激式变换器中，变压器是决定功率密度的关键元件之一。

通过采用更高功率密度的变压器，可以提高输出电压和电流的同时，减小变压器的体积和重量，从而降低成本和提高了效率。

2. 采用多级变换：对于需要更大输出电流的应用场景，可以采用多级变换的方式来实现。

通过将输入电压经过多个反激式变换器逐级升压和降压，可以实现更低电压和大电流的输出。

这种方式可以提高系统的稳定性和可靠性，同时降低成本和提高了效率。

3. 采用先进的控制策略：反激式变换器的控制策略对输出电压和电流的稳定性具有重要影响。

采用先进的控制策略，如脉宽调制（PWM）和零电压开关（ZVS）等，可以更好地调整输出电压和电流，提高系统的效率和控制精度。

综上所述，反激式变换器是一种适合输出低电压大电流的拓扑结构，通过采用更高功率密度的变压器、多级变换和先进的控制策略等方法，可以实现更低电压和大电流的输出，同时降低成本和提高效率。

低电压大电流的线性解决方案目前发达国家对电器产品功耗方面的要求日益严格，并针对待机功耗制定了很多标准规范。

为了符合这些规范，很多新技术应运而生，主要思想是让开关电源开关电源在负载很小或空载处于待机状态时能够以较低开关频率操作。

本文探讨脉冲跳跃脉冲跳跃模式(pulseskipping)、突变模式(burstmode)及非导通时间调变(offtimemodulation)等三种较常用降频技术，介绍如何降低开关频率以达到减少待机功耗的目的。

在环保意识日益受到重视的绿色时代，有效利用有限的能源已经成为人们的共识。

欧美国家对于电器产品在空载待机时的功耗定义了明确的规范，欧盟(EEC)公布的具体规定如表1所示，而在美国方面，从2001年7月起该国就规定政府机构不得购买待机功耗超过1W的电器产品。

由此可见，在不久的未来，电源转换器低待机功耗将成为基本要求，这也是电源设计工程师必须面临的挑战。

开关电源损耗分析开关电源的损耗包含导通损耗、开关损耗以及外围控制电路损耗，电路不同部分的损耗成因各不相同，因此抑制损耗的方法也有不同。

需要用数学方程式量化这些损耗，进而整理出降低各部分损耗的方法，才能得出具体有效降低整体损耗的方案。

为了讨论方便，本文以常用的回扫转换器为例，将各部分损耗以数学方程式表示，并列出解决方法。

表2、表3及表4分别为导通损耗、切换损耗以及外围控制电路损耗的原因分析与解决对策。

由这几张表分析结果可以很明显看出，导通损耗和切换损耗与转换器开关频率的关系非常密切，而较高的频率可以降低转换器对储能元件(电感与电容)大小的要求。

为了降低转换器待机时的损耗而让转换器在低负载或空载时将开关频率降低，可以兼顾到元件体积与能量损耗。

目前已有多种技术基于这种概念应用到实际电源管理IC 上，以下我们将就其中三种应用较为广泛的技术分别介绍其设计概念与特性。

脉冲跳跃技术图1为脉冲跳跃技术示意图。

当负载降低时，驱动功率开关的开关脉冲将被遮蔽(即跳过)，部分脉冲被省略也即等效于降低了开关频率，可降低高频开关带来的损耗，然而这种降频方式会造成输出电压突降或突升(图2)。

基于UC3844的低压大电流开关电源设计
1 引言
开关电源是利用现代电力电子技术，控制开关晶体管开通和关断的时间比率，维持稳定输出电压的一种电源。

从上世纪90 年代以来开关电源相继进
入各种电子、电器设备领域，计算机、程控交换机、通讯、电子检测设备电源、控制设备电源等都已广泛地使用了开关电源。

随着电源技术的发展，低电压，大电流的开关电源因其技术含量高，应用广，越来越受到人们重视。

在开关电源中，正激和反激式有着电路拓扑简单，输入输出电气隔离等优点，广泛应用于中小功率电源变换场合。

跟反激式相比，正激式变换器变压器铜损较低，同时，正激式电路副边纹波电压电流衰减比反激式明显，因此，一般认为正激式变换器适用在低压，大电流，功率较大的场合。

2 基本技术
2．1 有源钳位技术
正激DC／DC 变换器其固有缺点是功率晶体管截止期间高频变压器必须磁复位。

以防变压器铁心饱和，因此必须采用专门的磁复位电路。

通常采用的复位方式有三种，即传统的附加绕组法、RCD 钳位法、有源钳位法。

三种方法各有优缺点：磁复位绕组法正激变换器的优点是技术成熟可靠，磁化能量可无损地回馈到直流电路中去，可是附加的磁复位绕组使变压器结构复杂化,变压器漏感引起的关断电压尖峰需要RC 缓冲电路来抑制，占空比D0.5，功率开关管承受的电压应力与输入电源电压成正比。

RCD 钳位正激变换器的优点是磁复位电路简单，占空比D 可以大于0.5，功率开关管承受电压应力较低,但大部分磁化能量消耗在钳位电阻中，因此它一般适用于变换效率不高且价廉的电源变换场合。

有源钳位技术是三种技术中效率最高的技术，它的电路在低电压大电流。