低电压低功耗伪差分两级运算跨导放大器设计

跨导运算放大器的设计一、实验任务1-1 实验目的学会使用数模混合集成电路设计仿真软件Hspice ；学会按要求对电路的参数进行调整；学会对工艺库进行参数提取；学会用提取的参数进行手工计算分析并与仿真得出的参数进行比较。

通过上述实践达到对之前所学《模拟集成电路原理与设计》理论课程内容的更深入的理解和掌握，以及初步掌握模拟集成电路设计的方法和步骤，使学生能较快适应未来模拟集成电路设计的需求。

1-2 实验任务：设计一个跨导运算放大器（1） VDD=1.8 V, 使用models.mdl 库文件，1:B 是指两个管的w/L 之比，I bias =54A ，试调整各个管的参数，使该运放的放大倍数A V =inip noutv v v ->60，而且同时满足增益带宽积GBW>100 MHz ，相位裕度PM>65 o C ，并且最优指数totalLI C GBW FOM •=>0.422，可先参照一个样板仿真文件ota.sp 和C LB : 1 1 : Bota_test.sp ，然后自己调整；（2） 仿真各指标满足要求后，自行设计参数提取电路进行电路中的各个部分晶体管的参数提取，然后进行手算分析。

将分析结果与实际仿真结果进行比较；（3） 尽你所能调整除 VDD 之外的其他参数，包括I bias 来提高FOM ，最高能提高到多少？最后提交一个word 电子文档，包括参数提取过程、手算分析过程、电路图（带管子参数）、仿真波形图、及相关详尽的说明。

二、实验内容2-1 问题12-1-1参数分析•增益Av由out m V BR g A 10=，m g = 34||out o o R r r = ，333,EN o d V L r I =444EP o d V Lr I =B= (W 3/L 3)/(W 2/L 2)则43432233111//)/(2d d PN EN d ox out m v I I L L V V L W L W I L W uC BR g A ⨯⨯==所以，可通过增大M1的宽长比，增大L4的大小，以及提高M3和M2的沟道宽长比之比B 来提高放大增益V A 。

低压低功耗运算放大器的设计随着移动设备的普及和便携性的要求，对于电路设计的低压低功耗需求也日益凸显。

在移动终端、嵌入式系统和无线通信等领域，低压低功耗运算放大器成为了设计中的重要组成部分。

低压低功耗运算放大器的设计旨在实现在低电源电压下，同时保持较高的增益和带宽。

为了实现这一目标，设计师采用了一系列的技术和方法。

首先，采用了低功耗的晶体管和电流源。

晶体管是运算放大器的核心组件，其特性直接影响着整个电路的性能。

为了降低功耗，设计师选择了低功耗的晶体管，如互补金属氧化物半导体（CMOS）晶体管。

此外，通过优化电流源的设计，进一步降低了功耗。

其次，优化了电路的结构和拓扑。

在低压低功耗运算放大器的设计中，采用了一些常见的结构和拓扑，如差分放大器、共源极放大器等。

通过合理的布局和优化的电路结构，可以提高性能并降低功耗。

此外，采用了一些节能的技术。

例如，设计师可以利用自适应偏置电路，根据输入信号的大小自动调整电路的工作状态，从而降低功耗。

另外，可以利用电源管理技术，在电路不使用时自动关闭或降低电源供应，进一步降低功耗。

最后，进行了精确的仿真和优化。

在设计过程中，设计师进行了大量的仿真和优化工作，以确保电路在低压低功耗的条件下能够保持良好的性能。

通过精确的仿真和优化，设计师可以找到最佳的工作点和参数，提高电路的性能和功耗。

综上所述，低压低功耗运算放大器的设计是面向移动设备和嵌入式系统的一项重要工作。

通过采用低功耗的晶体管和电流源、优化电路结构和拓扑、应用节能技术以及进行精确的仿真和优化，可以实现在低电源电压下高增益和带宽的要求。

这将为移动设备和嵌入式系统的应用提供更好的性能和更低的功耗。

一种低电压恒定跨导轨到轨运算放大器的设计曹正州; 孙佩【期刊名称】《《电子与封装》》【年(卷),期】2019(019)011【总页数】4页(P22-25)【关键词】低电压; 轨到轨; 恒定跨导【作者】曹正州; 孙佩【作者单位】中科芯集成电路有限公司江苏无锡214072【正文语种】中文【中图分类】TN4021 引言随着集成电路尺寸的不断缩小，电源电压也在逐步降低，输入信号的电压范围也越来越小。

由于P 管和N 管都需要一个开启电压，所以单差分对的输入结构无法处理输入电压接近电源或者接近地的信号。

为了适应更低工作电压的需求，轨到轨运算放大器依靠电路本身结构设计来实现宽摆幅的动态范围。

轨到轨运算放大器不但实现了输出信号全电压范围的摆幅，更重要的是实现了输入信号全电压范围的摆幅。

但一般的轨到轨运算放大器仅实现了输入和输出信号的轨到轨，而输入的跨导会随着输入信号的变化而变化，本文设计的轨到轨运算放大器还实现了输入跨导的恒定。

本文将轨到轨运算放大器的设计分解为输入级轨到轨和输出级轨到轨相关联的两个部分[1]。

本文以低电压运放电路应用为背景，设计的运算放大器电路的工作电压为2.8 V，分别从轨到轨输入级和轨到轨输出级来分析和设计低压运放电路。

2 轨到轨输入级传统运放输入级通常采用单个差分对[2]，不管是P型差分对或者是N 型差分对都不可能实现输入共模信号的轨到轨，若将两者结合起来形成一个互补的差分对就可以实现轨到轨的输入。

该互补的差分对随着输入共模信号电压的变化会单个工作或者同时工作。

在运放的频率响应上，开环运放的增益带宽积是一个非常重要的参数，它与非主极点的位置关系决定了运放系统的稳定性。

在运放非主极点固定的情况下，期望获得稳定的增益带宽积，以得到良好的系统稳定性[2]。

运放的增益Av=GmRout，其中Gm 为输入跨导，Rout 为输出电阻，所以运放输入级跨导的恒定对系统稳定性有着重要的作用。

但是采用互补差分对结构作为输入级的运放跨导如果不加控制会随着输入共模信号电压的变化而变化。

一种含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器的分析与设计赵以诚;律博;吴春瑜;梁洁;王翔驹【摘要】提出一种含有带隙基准源的低功耗CMOS运算跨导放大器的设计方法,在Candence的sehmatic 工具下完成了电路的搭建与整理,并分析了其基本结构.在此基础上,运用Hspiee仿真工具建立了电路模型,并完成了系统仿真验证.在7.75V电源电压下,基于csmc 0.5μm工艺模型,本设计可驱动75 pF负载,相位裕度为135度,单位增益带宽为1.19 MHz,静态功耗为3.43 mW,实现了低功耗运算跨导放大器的良好性能.【期刊名称】《辽宁大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2011(038)001【总页数】6页(P5-10)【关键词】带隙基准源;相位裕度;增益带宽;跨导放大器【作者】赵以诚;律博;吴春瑜;梁洁;王翔驹【作者单位】辽宁大学,物理学院,辽宁沈阳110036;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;辽宁大学,物理学院,辽宁沈阳110036;北京美新华微电子技术有限公司,北京100044;中山大学,信息科学与技术学院,广东广州510006【正文语种】中文【中图分类】TN32近年来随着半导体产业的迅猛发展,由于LED(发光二极管)具有体积小、功耗低、寿命长等特点,它被应用于很多领域,诸如 LED电脑显示屏幕,LED电视,汽车电子,这就需要一款芯片驱动LED工作.基于LED显示屏驱动芯片,它用于控制 100个串联的LED的开启与关断,本文设计了一种用于LED驱动芯片实现调光功能、升压式直流调节的核心电路—含有带隙基准源的低功耗运算跨导放大器(Gm_OTA).目前,对运算放大器的研究热点主要集中在两个方面:一方面是针对低功耗,降低静态电流;另一方面是提高放大器的增益.本文主要针对第一个方面对运算跨导放大器进行研究与设计.文章首先对电路进行分析改进,然后对电路进行了仿真验证,最后完成了版图设计.本设计的高增益低功耗跨导放大器应用于LED显示屏驱动芯片,需要 7.75 V的输入电压.如图1,它主要由带隙基准模块和一个跨导放大器模块共同构成,带隙基准模块为跨导放大器模块提供偏置电流.本设计采用的带隙基准源电路结构不同于传统的电压基准与电流基准分别产生的基准源电路,传统的带隙基准源电路需要一个运算放大器,它占用的芯片面积较大.图2是一种传统的典型的带隙基准电路,这里假设基极电流可以忽略,晶体管Q 2是由 n个并列的晶体管单元组成,而 Q 1是一个晶体管单元.假设我们用某种方法强制VO1和 VO2相等,那么VBE1=R I+VBE2,即 R I=VBE1-VBE2=VTln n.所以,VO2=VBE2+VTln n.将此电路作两处修改,变为实用的电路.首先,必须加入一种电路以保证VO1=VO2.其次,需要通过按适当的比例增大 R I =VTln n.图3是一个可以完成上述两个功能的实际改进电路.这里加入了一个运算放大器A1,它以 VX和VY为输入,驱动 R1和 R2(R1=R2)的上端,使得 X点和 Y点稳定在近似相等的电压.基准电压可以在放大器的输出端得到.经过分析,VBE1-VBE2=VTln n,得到流过右边支路的电流为VTln n/R3,因此输出电压为:为了满足零温度系数,必须使(1+ R2/R3)ln n≈ 17.2,从而满足了正负温度系数的补偿.传统的带隙基准源工作在低电压下,本设计要求其工作在 7.75V电压下,所以对电路进行了改进,图4为本设计跨导放大器所采用的带隙基准源核心电路图.该基准源采用一阶温度补偿,输出电压为 1.35V.首先,电路中不存在运算放大器,只包含一个简单放大器.其次,电路中多了一个缓冲器buffer(画圈部分),增大了电路的驱动能力.由于双极晶体管Q 1和Q 3的偏置电流实际上是与绝对温度呈正比,所以本设计采用了有效的 PATA电流.如图5所示,电路正常工作时,所有管都工作在饱和区,电路中的M1～M2,M3～M4和M5～M6均为尺寸相同的对管,它们彼此构成了电流镜,同时形成了一个与电源无关的偏置电路并与双极晶体管Q1和Q3结合,要使 ID1=ID2,必须保证Q1和Q3集电极两端电压相等.所以产生了电流 ID1= ID2=(VTln n)/R1,由于电流镜作用,ID3也相等.由于将 PATA电压 ID3(R1+R3+R4+R5)加到基极—发射极电压上,因此输出电压等于:带隙基准源的偏置部分主要为设计的跨导放大器提供偏置电流,使其正常工作.传统的放大器采用套筒式结构,本设计的跨导放大器采用折叠式共源共栅结构,不但内部带有控制的偏置电路,而且受外部带隙基准源提供偏置,所以是一种多偏置的跨导放大器.如图6,左半部分差分放大器的偏置bias_opa_1和 bias_opa_2由最右侧给出,而右侧的偏置 bias_1～bias_2由带隙基准源提供,偏置电路和折叠式共源共栅放大器的中间部分是该跨导放大器的使能部分.当 PWMD为高电平时,它使管M2开启,漏极电压为“0”,经过四个反相器后,使N管M4、M6栅极电压为“0”而关断,内部电路实现偏置功能.当 PWMD为低电平时,它使管M2关断,漏极电压为 VDD,经过四个反相器后,使N管M4、M6栅极电压为VDD而开启,使bias_opa_1和bias_opa_2处电压为 0V,从而使偏置电路失去功能达到使能目的.现在我们近似确定折叠式共源共栅结构跨导放大器的小信号电压增益.利用图7所示的半边电路,可写出=GmRout,我们必须计算出 Rout和 Gm.如图8所示,输出短路电流约等于M1的漏电流,因为从M3的源端往里看,所看到的阻抗,即(gm3+gmb3)-1//rO3,通常远低于 rO1//rO5.因此,Gm≈ gm1.要计算 Rout,我们利用图 9,得到:由此得出:本设计的仿真模型采用csm c 0.5μm工艺模型,仿真工具采用 H sp ice,电源电压为 7.75V,工艺角与工作温度如下:TT_25:mostt_b jttt_25度;TT_-40:mostt_b jttt_-40度;TT_85:mostt_b jttt_85度;FF_25:mostt_b jttt_25度;FF_-40:mostt_b jttt_-40度;FF_85:mostt_b jttt_85度;SS_25:mostt_b jttt_25度;SS_-40:m ostt_b jttt_-40度;SS_85:mostt_b jttt_85度;为了能够更好的观察仿真结果,带隙基准源和跨导放大器只给出 TT-25度的波形. 由于带隙基准源为跨导放大器提供偏置电流,所以良好的带隙基准源仿真特性是本跨导放大器设计的前提和基础.3.1.1 温度特性仿真如图7所示,电源电压VDD=7.75V时,对电路进行 -40度～85度的温度扫描,VREF的最大值和最小值分别是1.348799V和1.34574V,在25度时,基准电压是 1.35042V.通过调节电阻的比例关系来改变 VREF的值.VREF的温度系数 TCF 可以用下式来衡量:量:带隙基准源为跨导放大器提供的四个偏置电流约为20μA,如图11所示:由仿真可得在其他温度下,VREF的值大致相近,此电路得到了温度补偿.3.1.2 电源抑制比仿真电源抑制比随着所加交流信号频率的增加会降低,在低频状态下交流信号的电源抑制比为,具体变化情况如下:对电路做直流分析,在室温下,对电路进行电源电压的DC扫描,仿真得到的曲线如图11所示:从图12中可以看出,电源电压在 3～10V变化时,基准电压从 1.316 839 V变化到1.355 48 V.基准电压的电源抑制特性可用 PSRR来衡量, PSRR计算如下:3.1.3 瞬态启动特性如图13,以下分别给出了带隙基准源的瞬态启动时间,快启动时,仅需5.3μs,基准电压就稳定在 1.35 V;慢启动时,仅需 3.7m s,基准电压就稳定在 1.29 v.3.2.1 开环增益和相位裕度如波特图所示,跨导放大器的共模开环增益为 76.03db,满足 66db的设计要求.为了避免放大器的输出被箝位在某一个电源电压或震荡,需满足条件:稳定的条件是曲线通过 0db点应先于到达 0度点.当等于 1(即 0db)时的相位值给出了稳定性的度量.这种度量称为相位裕度,由以下关系式描述:相位裕量3.2.2 增益带宽积为了更好地观察跨导放大器的增益带宽,我们在其输出端加了一个 75 p F的电容,从图15中可以看出跨导放大器的 0 db增益处频率为1.19MHz,由此计算出增益带宽积为 1.19MHz.3.2.3 输入共模范围 ICMR图16为输入级能正常工作的情况下允许输入的共模信号范围,当共模输入电压超出此范围,跨导放大器便不能对差模信号进行放大.如图跨导运算放大器链接成跟随器,随着输入电压从-0.3 V变为 7.75 V,输出变化范围从 0.4V-6.01V,在该测试电路下共模输入范围为 0.6-5.36 V.3.2.4 输出电压摆幅跨导运放输入正端接一偏置为 2 V,振幅为2V频率为 10K的正弦信号,输入负端接1 V的直流电压,测试结果如图,运放输出范围 8 mV-7.72V.3.2.5 共模抑制比CMRR共模抑制比等于差模放大倍数与共模放大倍数之比的绝对值,常用分贝表示,其数值为20 lgKCMR.如图18所示,此跨导放大器的差模开环增益为 67.45db,跨导放大器的共模开环增益为76.03db,其共模抑制比由式计算得:3.2.6 功耗如图19,通过测量跨导放大器工作在直流情况下,VDD=7.75V处的电流值为442μA,可以计算出它的功耗为:因此满足了低功耗的设计要求.版图设计在模拟电路中的设计中非常重要,它决定了电路的总体性能.在本电路的版图设计中,应充分考虑器件的匹配性及版图的布局布线问题,使带隙基准和跨导放大器尽可能少受工艺的影响.一般情况下,三极管和电阻的版图面积比MOS管所占用的面积大,我们通常习惯将有源器件和无源器件的版图分别摆放在一起,然后进行连线.本设计的版图采用两层铝线,经过 LVS和DRC规则的检查,证明本版图的设计符合要求.偏置运算跨导放大器的电路结构,通过对传统的电路加以分析而提出了新的改进方法.结合hsp ice软件,测试分析了带隙基准源和跨导放大器的各项性能指标,从而证明了此电路结构具有良好的性能.本文描述了一个含有带隙基准源的低功耗多[1] Phillip EAllen,DouglasR Ho lberg.CMOS模拟集成电路设计[M].第 2版.冯军译.北京:电子工业出版社,2005.[2] Behzad Razavi.模拟 CMOS集成电路设计[M].陈贵灿译.西安:西安交通大学出版社,2003.[3] 童诗白,华成英.模拟电子技术基础[M].北京:高等教育出版社,1998.[4] RAZAV IB.Design of analog CMOS integrated circuit [M].New York,USA:McGraw2H ill,2001.[5] David A.Johns,Ken Martin..模拟集成电路设计[M].曾朝阳译.北京:机械工业出版社,2005.343 -344.[6] A.V ladim irescu.《SPICE通用电路模拟程序用户指南[M].田淑青译.北京:清华大学出版社,1983.[7] 魏廷存,陈莹梅,胡正飞.模拟 CMOS集成电路设计[M].北京:清华大学出版社,2010.[8] 刘睿强,景新幸,张祥祯.一种高增益低功耗 CMOS运算跨导放大器的设计[J].电子设计应用,2010, 2:57-59.。

摘要当今社会便携式电子产品已成为人们消费的主流，为了延长所用电池的寿命，驱使IC产品朝着低压低功耗的方向发展。

同时为了提高集成度降低成本，晶体管尺寸也在不断的降低。

所有这些使得电源电压变的越来越低，而晶体管的闭值电压并没有发生变化，结果对模数混合信号系统中的模拟电路设计提出了极大的挑战。

运算放大器作为大多数模拟系统中最基本模块，要求其在低压情况下具有高增益和宽带宽。

为了提高增益，传统的cascode结构由于其摆幅的降低已不再适合低压设计，这样只能通过增加级联的增益级数目来达到高增益目的。

但是由于出现了多个极点，使得多级放大器遭受了环路稳定性问题。

因此基于米勒补偿方法，该论文里提出了有源反馈频率补偿方法，该方法不仅保证了环路的稳定性，而且出现了一个左半平面零点，增加了相位裕度，降低了补偿电容尺寸，达到了宽带宽的目的，也提高了转换速率。

除此之外该论文里的运放增加了前馈增益级，这样就有效的控制了非主极点的Q值，保证了高频时补偿环路是负反馈的。

同时利用前馈跨导和输出级跨导设计了AB类输出级，提高了传输效率。

为了提高在低压环境下的信噪比，该论文里设计了具有恒定跨导和输出电流Rail-to-Rail输入级，这样就保证在整个共模输入范围内增益、带宽和转换速率是恒定的，同时也降低了补偿的难度。

相对于内部米勒补偿方法(NMC)，该论文的补偿方法由于出现了左半平面零点，只需输出跨导和输入级跨导处于同一个数量级即可保证稳定性，而NMC却需要输出跨导远大于输入级跨导，因此该方法达到了低功耗的目的。

基于csmc0.5umCMOS工艺，利用speetre仿真工具，对所设计的运放进行了详细的仿真。

结果表明:在2.5V的电源电压下，功耗为1.28mw，直流增益107dB，单位增益带宽4M以上，相位裕度68℃，输入输出实现了全摆幅，达到了预期的目标。

关键词：低压低功耗；运算放大器；Rail-to-RailIAbstractIn today's society portable electronics products has become the mainstream of people consumption used to prolong battery life, drive IC products toward the direction of low-pressure low power consumption. To improve the level of integration cost reduction, transistor size is also in constant reduced. All of this makes the power supply voltage is becoming more and more low, and the transistor's closed value voltage and nothing changes of mixed signal system adc results of the analog circuit design puts forward the great challenges.Operational amplifier as most simulation system is the most basic module, asking them at low cases has high gain .And wide bandwidth. In order to improve the gain, traditional. Ascode structure because of its place of lower no longer fit for low voltage asher .Plan, so only through cascade gain levels increased the number to achieve high gain purpose. But as presented many poles .Point, make suffered a loop multi-level amplifier stability issues. So abimelech compensation method based on the thesis puts forward .The active feedback frequency compensation method, this method not only ensure the stability of the loop, and it appeared a left brain flat .Surface zero, increased phase power margin, reduced compensation capacitor size, reached a wide bandwidth purpose, but also increased the turn change rate. Besides the papers increased the op-amp feed-forward gain level, thus effectively control the main pole .The Q value, and to ensure the high frequency compensation loop is negative when. Meanwhile feedforward transconductance and output level transconductance design.The AB, improving the level of output transmitting efficiency. In order to improve the environment in the low signal-to-noise ratio, this thesis designA constant transconductance and output current rall a rall to the input stage, such a guarantee in the whole input common-mode range gain, bandwidth and conversion rate is constant, but also reduce the difficulty of the compensation. Relative to the internal miller compensation method (NMC), this paper due compensation method of planar zero appeared, simply left output transconductance and input level transconductance in the same order of magnitude can guarantee stability, and then the NMC but need output transconductance far outweigh the input stage, so this method transconductance reached a low power consumption purposes.Based on sumcM0s process, use esmco. Speetre simulation tools, the design of op-amp carried on the detailed simulation. The results show that the voltage of power supply in 2.5 v, power consumption, dc gain for 1.28 mw 107dB, unity-gain bandwidth 4M above, phase margins, 68°, input/output achieved full swing, achieve the expected goal.Key words:low voltage;low power consumption; active frequency compensation Rail-to- Rail;operational amplifierII目录摘要 (I)Abstract ...................................................................................................................................... I I 1前言.. (1)1.1本研究的目的与意义 (1)1.2国内外研究文献综述 (1)1.3本研究的主要内容 (2)2运算放大器 (4)2.1放大器的原理 (4)2.2运算放大器的原理 (4)2.3理想运放和理想运放条件 (6)3运算放大器的模块分析与设计 (8)3.1运放的偏置电路设计 (8)3.2低压低功耗运算放大器的输入级设计 (9)3.3运放的增益设计 (10)3.4运放的输出级设计 (10)4低压低功耗运算放大器的整体设计 (13)4.1运放的整体结构与传输函数分析 (13)4.2运放的频率特性分析与参数设计 (17)4.3运放的整体电路 (21)5运算放大器的仿真与结果分析 (23)5.1运放的直流参数仿真 (23)5.2运放的交流参数仿真 (28)6结论 (30)参考文献 (31)致谢 (32)III- 1 -1前言1.1本研究的目的与意义近年来，随着长寿命便携式电子产品的广泛应用和高性能VLSI 系统集成的迅速发展，低功耗设计已逐渐成为当前集成电路设计的主要考虑因素之一[1]。

两级集成运放跨导放大电路是一种基于运算放大器的放大电路，它通过两级放大电路的级联，实现了高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点。

第一级放大电路采用同相输入放大器，其输入阻抗高，输出阻抗低，能够有效地减小信号的损失。

同时，该级电路的增益较高，能够实现较大的信号放大。

第二级放大电路采用差分放大器，其能够有效抑制零点漂移，进一步提高了电路的稳定性。

在跨导放大电路中，输入信号为电压信号，而输出信号则为电流信号。

通过调整电路的参数，可以使得输出电流与输入电压成正比关系。

这种电路适用于低频信号的放大，例如音频信号、视频信号等。

两级集成运放跨导放大电路具有许多优点。

首先，由于采用了集成运放器，因此该电路具有体积小、重量轻、易于集成等优点。

其次，该电路具有高放大倍数、低噪声、高输入阻抗和低输出阻抗等优点，能够实现信号的高效放大和传输。

此外，该电路还具有宽频带特性，能够适应高速信号的传输和处理。

在实际应用中，两级集成运放跨导放大电路可以应用于各种领域。

例如，在音频系统中，该电路可以用于放大音频信号，提高音质；在视频系统中，该电路可以用于放大视频信号，提高图像质量；在测量系统中，该电路可以用于放大微弱信号，提高测量精度。

总之，两级集成运放跨导放大电路是一种高性能、高稳定性的放大电路，具有广泛的应用前景。

北京信息科技大学毕业设计（论文）题目：标准工艺的低压跨导放大器设计摘要（中文）由于跨导放大器技术的飞速进步，CMOS电路向着低压、低功耗、小尺寸方向发展，使得电压低、功率小CMOS电路成为目前研究的热点。

CMOS跨导运算放大器的特点是电路结构简单，输出阻抗高，输出量是电流且不随负载变化；高频性能好，带通宽，增益通过控制端连续可调，所以基于CMOS电流输出的跨导运算放大器的仿真设计研究具有重要现实意义和应用价值。

本次毕业设计要求是基于中芯国际SMIC0.18微米标准工艺实现一个低压跨导运算放大器电路，以Cadence virtuso平台下完成电路原理图搭建、理论推导结果、电路仿真、电路调试以及最终后端版图生成相关工作，最终电路在1.8V电源电压下实现电压增益大于20dB，静态功耗小于300微瓦，达到了毕业设计要求。

关键词：跨导放大器；电路图；版图；Cadence摘要(英文)Because of transconductance technology rapid progress，Generation of operational transconductance amplifiers are faster, bigger range of input and output speeds toward a better high-frequency performance, lower power consumption and other direction. The transconductance operational amplifier circuit is characterized by simple structure, high output impedance, the output does not change with the load current, high-frequency performance, wide pass band, the gain continuously adjustable via the control terminal, the study has a transconductance amplifier becomes important practical significance and value.The graduation requirements are based on SMIC SMIC0.18 micron standard process to achieve a low transconductance operational amplifier circuit to be completed under the Cadence virtuso platform to build circuit schematics, the theoretical findings, circuit simulation, circuit debugging and final back-end layout generate relevant work, the final circuit at 1.8V supply voltage for voltage gain greater than 20dB, the static power consumption of less than 300 microwatts, reaching graduation requirements.Keywords: Operational transconductance amplifier to; circuit diagram; layout; Cadence目录摘要（中文） (Ⅰ)摘要(英文) (Ⅱ)第一章：放大器的历史发展.............................................- 1 -1.1 毕业设计的相关背景及研究现状 .................................. - 1 -1.2 课题研究重要意义及目的 ........................................ - 3 -1．3 论文结构和主要内容 ......................................... - 3 -第二章跨导运算放大器的基本原理.....................................- 4 -2.1 OTA的基本概念和理想模型....................................... - 4 -2.2 CMOS-OTA基本电路模型及工作原理................................ - 5 -2.3本章小结........................................................ - 6 -第三章CMOS跨导运算放大器电路设计及模拟仿真..........................- 6 -3.1 放大器的电路设计 ............................................... - 6 -3.1.1 参数设定....................................................................................................................... - 8 -3.2 放大器电路的模拟仿真........................................ - 12 -3.2.1 理论推导结果（放大器电压增益，输入噪声及静态功耗） ............................. - 12 -3.2.2 仿真波形....................................................................................................................... - 13 -3.2.3 SPICE网表及分析...................................................................................................... - 14 -3.3 本章小结...................................................... - 21 -第四章CMOS跨导运算放大器的版图设计................................. - 22 -4.1 版图设计规则 ................................................. - 22 -4.2 具体版图的设计 ............................................... - 22 -4.3 本章小结 ...................................................... - 23 -结论 .............................................................. - 23 - 结束语：............................................................ - 24 -参考文献............................................................ - 26 -致谢：.............................................................. - 27 -第一章放大器的历史发展1.1 毕业设计的相关背景及研究现状从20世纪末期开始，科学技术的发展有了一个质的飞越，而其中运算放大器的快速崛起更是使电子信息产业的发展上升到了一个新的高度。

新型低压微功耗伪差分跨导放大器设计邓亚彬;蒋品群;宋树祥【摘要】In this paper,a novel pseudo-differential transconductance amplifier with low-voltage micro-power high-gain high common-mode rej ection ratio is designed,aimed at the problems of high power supply voltage,high power consumption in the full-differential transconductance amplifier,as well as small gain and low common mode rej ection ratio in the conventional pseudo-differential transconductance amplifier.The proposed transconductance amplifier is composed of two stages.The first stage is a pseudo-differential input structure with inverter and common mode feedforward.The second stage is a self-bias current mirror output structure.The positive body bias technique and the TSMC 40nm CMOS process are adopted.Cadence Specter simulation results show that under the power supply voltage of 0.5 V,the transconductance amplifier open-loop gain is 51.8 dB,the unit gain bandwidth is 18.6 MHz,the phase margin is 70°,the common mode rejection ratio is 135dB,and the power supply rejection ratio is 107 dB,while the power consumption is only 3μW.This amplifier has good comprehensive performance and can be used for most front-end weak signal amplifiers with higher demanding.%本文针对全差分跨导放大器电源电压偏高、功耗较大,以及常规伪差分跨导放大器增益和共模抑制比不高的问题,采用带反相器和共模前馈的伪差分输入级、自偏置电流镜结构的输出级,以及正体偏置技术和TSMC 40 nm CMOS工艺,设计一个新型低压微功耗高增益高共模抑制比的伪差分跨导放大器.Cadence Spectre仿真结果表明,在0.5V的电源电压下,该跨导放大器的开环增益为51.8 dB,单位增益带宽为18.6 MHz,相位裕度为70°,共模抑制比达到135dB,电源抑制比达到107dB,而功耗仅为3μW,具有较好的综合性能,可作为大多数要求较高的前端微弱信号放大器.【期刊名称】《广西师范大学学报（自然科学版）》【年(卷),期】2018(036)001【总页数】8页(P17-24)【关键词】跨导放大器;伪差分;反相器;共模前馈;自偏置电流镜;正体偏置【作者】邓亚彬;蒋品群;宋树祥【作者单位】广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004;广西师范大学电子工程学院,广西桂林 541004【正文语种】中文【中图分类】TN722人工智能和物联网等新兴科技的崛起，带动集成电路产业的迅猛发展，便携式电子产品占有越来越重要的地位，随之而来的是电子产品对电压和功耗的要求更加苛刻，低压低功耗模拟电路成为当今模拟电路设计的主流。

收稿日期:2009202216 作者简介:翁　迪(1983—),男,硕士研究生.通信联系人:叶　凡,男,讲师,E 2mail :fanye @f .文章编号:042727104(2009)0420465205一种高性能低功耗两级全差分运算放大器设计翁　迪,范明俊,叶　凡,任俊彦(复旦大学专用集成电路与系统国家重点实验室,上海201203)摘　要:分析并设计了一种高速、高增益、低功耗的两级全差分运算放大器.该运算放大器用于高速高精度模数转换器中.运算放大器第一级采用增益自举cascode 结构获得较大的直流增益,采用2个新的全差分运算放大器替代传统的4个单端运算放大器作为增益自举结构.该放大器采用SMIC 0.18μm CMOS 工艺设计,电源电压1.8V ,直流增益125dB ,单位增益带宽300M Hz (负载3p F ),功耗6.3mW ,输出摆幅峰峰值达2V.关键词:运算放大器;增益自举;2级;全差分;高增益中图分类号:TN 492 文献标志码:A运算放大器(op amp )作为关键的模拟模块,广泛应用于开关电容滤波器、Σ2Δ调制器以及模数转换器等.在这些电路中,速度和精度两大重要因素都是由运算放大器的各种性能来决定的.例如在精度10bit 速度20M Hz 以上的高速高精度流水线模数转换器设计中,高的直流增益和大的单位增益带宽会降低运算放大器闭环工作时的增益误差和线性建立时间引起的误差,而大的输出摆幅可以有效的提高性噪比,从而可以在较小的电容负载的情况下达到较高的信噪失真比,有效地实现高速高精度和低功耗的目标;流水线模数转换器中功耗主要来自于运算放大器,所以低功耗运算放大器会使整个模数转换器功耗显著降低.一般而言,长沟道、低偏置电流、多级运算放大器可以实现高增益,然而会导致多个极点,难以达到高速大带宽的要求.共源共栅(cascode )结构的运算放大器具备频率特性好、主极点由负载电容决定、功耗最低等优点,但是输出摆幅比较小,特别在低电源电压情况下,这种缺点就更加显得突出.综合考虑,2级运算放大器可以在高增益、大输出摆幅和带宽间达到较好的平衡;高增益可以采用带增益自举的第1级实现,而带宽和速度可以在功耗允许的情况下尽量加大电流来实现.本文提出了带有增益自举结构的两级全差分运算放大器设计方案.由于这种方案目前在国内还属首次采用,所以本文对电路性能作了全面详细的分析.1　运算放大器总体结构和性能分析运算放大器应用于高性能流水线模数转换器时,运算放大器的增益要满足模数转换器中采样保持的增益误差要求和线性度要求,为达到14位精度,要求运算放大器开环直流增益大于100dB [1],而一般的2级运算放大器增益大概在80dB 左右.为了提高增益,本文提出的方案是第1级采用带有小运算放大器OPN 和O PP 增益自举的套筒式共源共栅(telescopic cascode )结构,第2级采用一般的共源放大器,电路结构如图1所示.为了保证运算放大器的稳定性,采用Miller 补偿技术进行零极点补偿,采用开关电容共模反馈以调节稳定工作点.1.1　直流增益分析该运算放大器存在2级:第1级是带增益自举的cascode 级;第2级是共源放大级.第1级增益:A 1=-G mI R OI =-g m1(R O11∥R O12),其中R O11=[1+(1+A n )g m6r o6]r o8,R O12=[1+(1第48卷　第4期2009年8月复旦学报(自然科学版)Journal of Fudan University (Natural Science )Vol.48No.4Aug.2009图1　带有增益自举的2级全差分运算放大器总体结构Fig.1　Overall structure of t he fully differential gain 2boosted two 2stage op amp+A p )g m4r o4]r o2,A n ,A p 是自举运算放大器OPN 、OPP 的直流增益,在A n ≈A p µ1的情况下,A 1≈A n [-G m (g m6r o6r o8∥g m4r o4r o2)]=A n ・A 1′,其中A 1′=-G m (g m6r o6r o8∥g m4r o4r o2)为不带增益自举的第1级的增益.第2级增益:A 2=-G mII R OII =-g m2(R 10∥R 12).总增益:A =A 1・A 2≈A n ・A 1′・A 2.(1)由上述分析可以看出,电路总的直流增益等于主电路cascode 级(m 1～m 8)、主电路输出级(m 9～m 12)和增益自举电路(OPN 或O PP )3者直流增益之积.这样设计时就可以把总增益分配到各级电路中去.每一级只要达到所指定的增益目标,总增益就能满足要求[223].1.2　单位增益带宽该运算放大器结构符合标准两级运算放大器性能分析方法[3],电路中负载电容C L ,补偿电容为C c ,主极点产生于第1级的输出端,其大小等于从m 4和m 6(或m 3,m 5)的漏端看进去的输出电阻和电容乘积的倒数:P 1=1/(R OI R OII G mII C c );次主极点位于第2级的输出端:P 2=G mII /C L ;单位增益带宽:GB m =G mI /C c ;从上面可以看出增益自举电路对整个电路的次主极点和单位增益带宽没有影响,只是会减小主极点频率.采用Miller 电容补偿会在右半平面产生一个零点:Z 0=1/(C c (1/G mII -R Z )),采用调零电阻R Z 控制零点的位置把零点从右半平面移到左半平面的次主极点P 2上,当R Z =(C c +C L )/(G mII C c )时,Z 0=1/(C c (1/G mII -R Z ))=-G mII /C L ,这样输出负载电容引起的极点就去除掉了,当然由于温度,工艺和电压等的变化会导致R Z ,C c 和C L 以及G mII 发生变化,但是在设计中,这些变量都有一定的裕度,在设计中也充分考虑,所以,也就避免了调节后的负零点位于GB W 内的现象.要满足60°相位裕度,则电路的次主极点至少要大于2.2GB m [3].即:G mII /C L >2.2G mI /C c ,若零点G mII /C L =10GB m =10G mI /C ,则C c >2.2C L G mI /G mII =0.22C L .1.3　增益自举电路与主电路的匹配传统的增益自举技术如图2所示需要额外实现4个单输入单输出的运算放大器,这样就增加了线路的复杂性、功耗和面积,同时在利用电流镜进行双端转单端输出的过程中,也消耗了运算放大器的动态幅度,不利于电路的设计和实现.这里采用2个全差分输入输出的运算放大器作为增益自举电路,由于左右两端完全对称的结构,从而可以减小相应的晶体管间由于不匹配所引入的噪声.增益自举电路主要起增加664复旦学报(自然科学版)第48卷cascode 级输出电阻的作用,因此可以将起功耗和面积尽量减小,设计时将其管子的宽长比和电流取为外部主电路的1/3左右比较合宜[2].图2　传统的增益自举技术Fig.2　Traditional gain 2boosted technology自举放大器OPN 、O PP 与主电路M 5、M 6和M 3、M 4形成闭环反馈,可以自动调整,而OPN 和OPP 输入端也有用来控制输入的共模电平.如果OPN 、O PP 速度太快,就会导致运算放大器稳定性方面问题[4].为了系统稳定,O PN 、OPP 单位增益带宽GB sub 必须满足:P 1<GB sub <P 2.(2)同时自举电路的加入有可能在GB sub 的地方产生一个极零点对(pole 2zero ),而极零点对会严重影响运算放大器建立时间,为了防止GB sub 处产生的极零点对对运算放大器闭环工作时的影响,GB sub 还必须满足:βGB <GB sub <P 2,(3)β为运算放大器闭环工作时的反馈因子,在高精度流水线模数转换器中,采样保持器采用电荷重分布形式,反馈因子为1/2,所以只要满足:1/2GB <GB sub <P 2,系统稳定性和建立时间方面要求都可以满足.增益自举小电路所选择的结构是折叠共源共栅结构如图1所示.使用这种结构主要考虑到速度和输入、输出电平的需要[5].输入级中间2个管子是用来稳定输入级尾电流源漏端电压.　偏置电路和共模反馈电路增益自举电路和主电路使用相同的偏置电压,通过折中调节最后整个电路只需要2路偏置电压,选用共[5],增大电流镜输出电阻,使输出电压更稳定并且电路结构简单,如图3所示.全差分运算放大器需要共模反馈电路确定其共模电平.共模反馈的电路多种多样,不过在这里开关电容共模反馈[5]电路相比其他电路来说具有独特的优势.首先它相对于连续时间共模反馈电路具有更高的动态范围,其次,它不会引入附加的极点且其线性度也非常好,另外,运算放大器应用在开关电容电路中无需增加额外的时钟,应用比较方便.为了保证系统能够稳定而又快速地进入工作,在第1、第2级分别采用了共模反馈.2　性能分析表1列出了带有增益自举和不带增益自举结构两级全差分运算放大器以及2个用来增益自举的辅助运算放大器OPN 、OPP 各项性能情况.可以看到,仿真结果与上述推理基本相符.带有增益自举的两级全差分运算放大器直流增益等于辅助运算放大器和没有增益自举的两级全差分运算放大器直流增益之和(都以dB 形式表示).总电路的单位增益带宽基本上与不带增益自举两级全差分运算放大器带宽相等.在辅助运算放大器OPP 、OPN 带宽满足(3)式时运算放大器建立时间20ns ,与不带增益自举时18ns 差不764　第4期翁　迪等:一种高性能低功耗两级全差分运算放大器设计图3　偏置电路和开关电容共模反馈电路Fig.3　Bias and switched 2capacitor CMFB多,当不满足(3)式只满足(2)式时运算放大器建立时间延长到39ns ,如表1中所示.可见OPP 和OPN 的带宽影响整个运算放大器建立时间比较明显.表1　运算放大器及其各子模块电路性能比较Tab.1　Op amp and other sub 2module performanceamplifierG DC /dB f B /M Hz C L /p F t set /ns φ/(°)P /μW OPN 39.5290(>321/2)19.2(<321/2)0.12.0——76.090.6　456OPP 45　251(>321/2)16.5(<321/2)0.12.0——74.389.2　375wit hout gainenhancement104.0321.0 3.01869.05470wit h gainenhancement 141.0320.0 3.0203969.06430 最后,运算放大器通过SM IC 0.18μm CMOS 工艺实现,经过流片测试,在电源电压1.8V 的情况下,增益达到125dB ,单位增益带宽300M Hz.表2详细列举了本运算放大器各项指标性能在仿真和测试后的结果比较,图4给出了用Hspice 仿真的幅频和相频特性;图5则是测试时的大信号阶跃响应.从中可以看出仿真和测试结果的总体性能差异在比较合理的范围内,而差异也主要是由于版图,寄生参数和工艺原因导致的偏差,也就是在于仿真的理想性和电路流片实现之间的差异,证明了这种运算放大器设计方案在现实应用中的可行性.并且,从流片测试结果看,总体设计也基本满足高精度低功耗电路对运算放大器的要求,而且在后期的ADC 的流片测试结果也显示该放大器设计保证了ADC 的性能.表2　运算放大器仿真、测试结果Tab.2　Simulation and testing resultsperformanceA out /V G /dB f B /M Hz t set /ns S R /(V ・μs ∃1)P /mW φ/(°)simulation214132020207 6.3469measured 212529931198 6.30—864复旦学报(自然科学版)第48卷本文提出了一种高性能低功耗的两级全差分运算放大器设计,采用0.18μm CMOS 工艺实现.利用增益自举技术,运算放大器开环增益可达到125dB ,主运算放大器为2级结构,输出摆幅在电源电压1.8V 情况下峰峰值可达到2V ,电压转换率约200V/μs.文中详细阐述了主运算放大器与辅助运算放大器之间匹配问题,在保证运算放大器其他性能不变的情况下,合理缩减辅助运算放大器的功耗,总功耗仅有6.3mW.该运算放大器被应用于低功耗14位32.5M Hz 流水线模数转换器的采样保持电路中.参考文献:[1]　Yang W ,Kelly D ,Mehr I ,et al .A 32V 340mW 142b 752Msps CMOS ADC with 852dB SFDR at Nyquistinput [J ].J ournal of S oli d 2S tate Ci rcuits ,2001,36(12):193121936.[2]　柳　逊,闫　娜,吴晓铁,等.一种高性能运算放大器的设计[J ].微电子学与计算机,2005,22(6):28233.[3]　Allen P E ,Holberg D R.CMOS Analog Circuit Design [M ].2版.冯　军,李智群,译.北京:电子工业出版社,2000.[4]　Bult K ,G eelen G J G M.A fast 2settling CMOS op amp for SC circuits with 902dB DC gain [J ].J ournalof S oli d 2S tate Ci rcuits ,1990,25(6):137921384.[5]　Lloyd J ,Lee Hae 2Seung.A CMOS op amp with fully 2differential gain 2enhancement [J ].T ransactions onCi rcuits A nd S ystems ,1994,41(3):2412243.[6]　Recoules H ,Bouchakour R ,Loumeau P.A Comparative study of two SC 2CMFB networks used in fullydifferential O TA [C]∥Proceedings of 1998IEEE International Conference on Electronics ,Circuits and Systems.Portugal :IEEE Press ,1998.Design of a High 2Performance and Low 2Pow erTwo 2Stage OP AmpWE NG Di ,FAN Ming 2jun ,YE Fan ,RE N J un 2yan(A S IC &S ystem S tate Key L aboratory ,Fudan Universit y ,S hanghai 201203,China )Abstract :A high 2gain low 2power high 2speed fully differential two 2stage operational amplifier wit h a DC 2gain of 125dB and a gain 2bandwidt h of 300M Hz is analyzed and designed in a 0.18μm SMIC CMOS process.Its output swing reaches 2V and power consumption is only 6.3mW.the high DC 2gain is reached t hrough gain 2enhancement at t he first pared wit h t he traditional gain 2enhancement technology wit h four single 2ended output amplifiers ,two new fully differential amplifiers are utilized here for gain 2enhancement.The DC 2gain ,output swing and power consumption are better than t hat of t he traditional operational amplifier.K eyw ords :operational amplifier ;gain 2enhancement ;two 2stage ;fully 2differential ;high DC 2gain 964　第4期翁　迪等:一种高性能低功耗两级全差分运算放大器设计。

两级全差动运算放大器的设计班级:自动化0905姓名:余陆洋学号:U200914361同组人姓名:刘洁、戴伟、王睿祺题目要求根据性能指标的要求，选择合适的放大器类型，采用0.18um CMOS 工艺，设计一个两级运算放大器性能指标如下：电源电压： 1.8V 第一级增益： ≥20dB 第一级GBW: ≥500MHz 两级增益： ≥80dB 相位裕度： ≥60º差分压摆率： ≥200V/us等效输入参考噪声：200nV/Hz @1MHz 负载电容： ≤1pF静态功耗： 尽可能小，不做具体要求人员分工余路洋：运放整体仿真 刘洁：网表的编写戴伟：第一级运放与第二级运放的仿真 王睿祺：电路参数的设计整体设计1） 基本参数设定mV V V TH G S 200=- V V TN 5.0=V V TP 4.0-= 4106.4-⨯=ox n C u4103.2-⨯=ox p C u2） 基本公式Lmip c g GBW π2=tn ds Dm v v I g -=2 2)(21TH GS ox D V V L WuC I -=3） 第一级运放设计：inn由题目可知，要满足设计要求最主要的是确定MOS 管的宽长比以及偏置电流。

我们取负载电容为L c =0.4Pf ，由此可确定ID 的大小，又由于mV V V TH G S 200=-所以由图可知,增益：30db,GBW>500W.4） 第二级运放设计增益>50db5）整体设计a)增益>80dbb)由下图可以看出相位裕度>60o,满足要求差分压摆率>0.4v/2ns=200V/us,所以满足要求c)等效输入参考噪声在1MHz时<200nV/Hz.d)静态功耗:网表程序*two_stage_amp.option post=2 numdgt=7 tnom=27.lib 'C:\rf018.l' tt.global VDD! GND!.PARAM************************************************************************ * Library Name: Mixer_Down* Cell Name: amp_stage_two* View Name: schematic************************************************************************.SUBCKT amp_stage_two Iref2 Vb2 Vb3 Vb4 Vcm Vin Vip Voutn Voutp*.PININFO Iref2:I Vb2:I Vb3:I Vb4:I Vcm:I Vin:I Vip:I Voutn:O Voutp:OMM7 net087 Vb2 vdd! vdd! pch l=300n w=805n m=1MM6 Voutp Vb3 net087 vdd! pch l=300n w=5.39u m=1MM5 net33 Vb2 vdd! vdd! pch l=300n w=805n m=1MM4 Voutn Vb3 net33 vdd! pch l=300n w=5.39u m=1MM12 net33 Vip net30 gnd! nch l=300n w=2u m=1MM13 net087 Vin net30 gnd! nch l=300n w=2u m=1MM11 Iref2 Iref2 gnd! gnd! nch l=280.0n w=2u m=1MM10 net30 Iref2 gnd! gnd! nch l=280.0n w=3u m=1MM3 Voutp Vb4 net42 gnd! nch l=400n w=805n m=1MM2 net42 Vcm gnd! gnd! nch l=1u w=405n m=1MM1 Voutn Vb4 net46 gnd! nch l=400n w=805n m=1MM0 net46 Vcm gnd! gnd! nch l=1u w=405n m=1.ENDS************************************************************************ * Library Name: Mixer_Down* Cell Name: amp_stage_one* View Name: schematic************************************************************************.SUBCKT amp_stage_one Iref1 Vcm Vin Vip Voutn Voutp*.PININFO Iref1:I Vcm:I Vin:I Vip:I Voutn:O Voutp:OMM5 Iref1 Iref1 vdd! vdd! pch l=1u w=105.0000u m=1MM4 net23 Iref1 vdd! vdd! pch l=1u w=900.0000u m=1MM3 Voutp Vin net23 vdd! pch l=180.0n w=705.0000u m=1MM2 Voutn Vip net23 vdd! pch l=180.0n w=705.0000u m=1MM1 Voutn Vcm gnd! gnd! nch l=180.0n w=5.645u m=1MM0 Voutp Vcm gnd! gnd! nch l=180.0n w=5.645u m=1.ENDS************************************************************************ * Library Name: Mixer_Down* Cell Name: two_stage_amp* View Name: schematic************************************************************************ *.PININFO Vb2:I Vb3:I Vb4:I Vcm:I Vin:I Vip:I Voutn:O Voutp:OCC2 Voutp gnd! 1.0000p $[CP]CC5 net048 Voutp 20f $[CP]CC3 Voutn gnd! 1.0000p $[CP]CC4 net049 Voutn 20f $[CP]XI22 net044 Vb2 Vb3 Vb4 Vcm Vin Vip net049 net048 / amp_stage_two *.SUBCKT amp_stage_two Iref2 Vb2 Vb3 Vb4 Vcm Vin Vip Voutn VoutpXI21 net076 Vcm net049 net048 Voutn Voutp / amp_stage_one*.SUBCKT amp_stage_one Iref1 Vcm Vin Vip Voutn Voutp*.SUBCKT two_stage_amp Vb2 Vb3 Vb4 Vcm Vin Vip Voutn VoutpVVin Vin 0 DC 0.9 AC 1.0VVip Vip 0 DC 0.9 AC 1.0 180VVb2 Vb2 0 0.8VVb3 Vb3 0 0.5VVb4 Vb4 0 1.3VVcm Vcm 0 0.9VVdd vdd! gnd! 1.8Iref1 net076 0 180uIref2 vdd! net044 10u*VVin Vin 0 0 PULSE 0 1.0 0.1N .1N .1N 100N 100N*RVip Vip 0 1k*.TRAN 0.1N 100N*.PRINT TRAN V(Vin) V(Voutn).AC DEC 10 1 3G.PRINT AC VDB(Voutp) VP(Voutp).noise V(Voutp) VVip 10.END。

1.5V低功耗CMOS恒跨导轨对轨运算放大器邓红辉;尹勇生;高明伦【期刊名称】《科技导报》【年(卷),期】2009(0)23【摘要】运算放大器是模拟集成电路中用途最广、最基本的部件。

随着系统功耗及电源电压的降低,传统的运算放大器已经不能满足低压下大共模输入范围及宽输出摆幅的要求。

轨对轨运算放大器可以有效解决这一问题,然而传统的轨对轨运算放大器存在跨导不恒定的缺点。

本文设计一种1.5V低功耗CMOS恒跨导轨对轨运算放大器,输入级采用最小电流选择电路,不仅实现了跨导的恒定,而且具有跨导不依赖于理想平方律模型、MOS管可以工作于所有区域、移植性好的优点。

输出级采用前馈式AB类输出级,不仅能够精确控制输出晶体管电流,而且使输出达到轨对轨全摆幅。

所设计的运算放大器采用了改进的级联结构,以减小运算放大器的噪声和失调。

基于SMIC0.18μm工艺模型,利用Hspice软件对电路进行仿真,仿真结果表明,当电路驱动2pF的电容负载以及10kΩ的电阻负载时,直流增益达到83.2dB,单位增益带宽为7.76MHz,相位裕度为63°;输入输出均达到轨对轨全摆幅;在整个共模输入变化范围内跨导变化率仅为2.49%;具有较高的共模抑制比和电源抑制比;在1.5V低压下正常工作,静态功耗仅为0.24mW。

【总页数】5页(P57-61)【关键词】轨对轨;恒跨导;最小电流选择电路;前馈式AB类输出级【作者】邓红辉;尹勇生;高明伦【作者单位】合肥工业大学电子科学与应用物理学院微电子设计研究所【正文语种】中文【中图分类】TN402【相关文献】1.3.3V/0.18μm恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计 [J], 马玉杰;高俊丽;后永奇;耿晓勇;杨建红2.一种恒跨导轨对轨CMOS运算放大器的设计 [J], 薛超耀;韩志超;欧健;黄冲3.一种恒跨导轨到轨CMOS运算放大器的设计 [J], 乔红斌4.一种恒跨导轨到轨CMOS运算放大器的设计 [J], 乔红斌5.一种低压恒跨导轨对轨CMOS运算放大器设计 [J], 高瑜宏; 李俊龙因版权原因，仅展示原文概要，查看原文内容请购买。

自制两级差分晶体管音频功率放大器本文介绍的音频功率放大器在输入级和电压放大级采用两级非对称结构的差分电路，放大线性好、频响宽，对温漂和电源波动影响抑制力强，音质甜美，韵味十足。

一、电路介绍图1为本功率放大器的主放大电路，VT2、VT3构成输入级差分电路，VT1、LED1、R3、R8及C2组成输入级差分电路的恒流源电路。

LED1正常发光时其正负端电压差恒定在1.8V～2V之间，噪声小于稳压二极管，常用于功放电路。

其正负端的1.9V左右电压差作用于VT1发射结回路，使VT1射一集电流恒定在(1.9V-0.6V)/680Ω≈1.9mA。

在VT2、VT3差分输入电路参数完全对称的情况下，流经VT2、VT3射一集的电流为1.9mA的一半即0.95mA。

RP1改变VT2、VT3发射极的反馈电阻，使VT2、VT3的静态工作点发生正负对称变化，最终改变输出级中点的直流电位。

R6、R7上的电压降正常情况下为2.2K×0.95mA≈2.1V,作为电压放大级VT7、VT8差分管的发射结偏置电压。

流经VT7、VT8集一射的电流为(2.1V-0.6V)/R12≈4.5mA。

VT4、VT5构成VT7、VT8差分电压放大级的镜像电流源负载。

VT6接成共基状态，作为VT7的负载电阻。

VT9、R11及RP2构成推动级、输出级的偏置电路，同时起到对末极功率管温度反馈控制作用。

调节RP2可以改变VT9集一射之间的电压，进而改变推动级和输出级的静态偏置电流。

另一方面，VT9与功率级对管VT12、VT13安装在同一块散热片上，起到对VT12、VT13温度的反馈控制作用，防止VT12、VT13温度过高导致输出电流过大而烧坏的可能。

温度反馈控制的原理是，当VT12、VT13输出电流增大，升温超标时VT9的集一射电流增加而集一射电压下降，从而减小了推动级和输出级的静态输出电流，将功率对管VT12、VT13的电流和温度控制在安全范围之内。