真有效值转换应用指南
第2版
作者：Charles Kitchin、
Lew Counts
?1986 Analog Devices, Inc. 版权所有。美国印制。
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Analog Devices, Inc.确信其所提供的信息是准确而可靠的。但是，Analog Devices, Inc.对使用这些信息不承担任何责任。Analog Devices, Inc.不保证本文所描述的电路互连不会侵犯
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规格和价格如有更改，恕不另行通知。
G803a-30-5/86
简介
本应用指南阐述集成电路真有效值转换器AD536A、AD636和AD637的工作原理，并介绍了这些器件的许多实际应用电路。这些集成电路具有低成本、低功耗和高（激光调整）精度特性，使得真有效值（RMS）计算成为一项实用、可行的技术，可用来获取波形的功率测量值或标准偏差。以前，采用模块式、混合式、或分立式器件的真有效值（RMS）转换器不仅成本高，而且相对复杂，往往使“真有效值”成为只能在实验室利用专门仪器得到的稀罕之物。
除具体应用之外，本指南还简要说明了真有效值的数学内涵，并将真有效值方程式的各种实现方法做了比较，例如：热计算、隐式计算、显式计算、以及更常用的“均值”整流值非真有效值检波器。我们希望这些背景信息有助于消除有关真有效值计算的一些神秘感，帮助设计人员以创新的方式熟练运用ADI公司的真有效值转换器，以及一般意义上的真有效值测量技术。
我们对以下人士给予的支持和帮助表示衷心感谢：以Marie Etcheils为首的ADI公司通信服务艺术部门全体员工（Lea Cook、Joan Costa、Terri Dalton、Wendy Geary、Ernie Lehtonen、Sue Lortie、Cammy O'Brien）对本指南中的图表进行了精心排版处理；Julie Williams 输入并校对了本指南手稿；Andy Wheeler、Eric Janson、Paul Brokaw、Doug Grant仔细审阅了本指南的内容；Chuck Ayres对噪声测量提出了真知灼见；Don Travers和ADS应用小组提供了许多实用建议；以及Rieh Frantz和Jeff Riskin在这项漫长的工作中给予了支持和鼓励。
目录
第一部分：真有效值转换——理论 (1)
基本定义 (1)
真有效值（rms）的定义 (1)
波峰因数的定义 (1)
交流测量的整流器或MAD方法 (1)
真有效值转换方法 (2)
真有效值转换 (2)
真有效值转换器的各种计算方法 (3)
直接或显式计算 (3)
间接或隐式计算 (3)
单片真有效值转换器——工作原理 (4)
AD536A – 宽量程真有效值转换器 (4)
AD636 – 低功耗/低输入电平真有效值转换器 (4)
AD637 – 高性能真有效值转换器 (4)
第二部分：真有效值转换——基本设计考虑因素 (7)
真有效值转换器的精度 (7)
“静态”误差——真有效值转换器静态误差及其对总体精度的影响 (7)
带宽考虑因素 (9)
外部失调和比例因子调整 (10)
滤波器与求平均值 (12)
简介 (12)
求平均值与滤波时间常数 (12)
直流误差与输出纹波 (12)
标准真有效值连接 (14)
设计考虑因素——误差与纹波 (14)
滤波与建立时间 (15)
建立时间与输入电平——仅限AD536A和AD636 (15)
用单极滤波器减少纹波和缩短总建立时间 (16)
使用后置滤波器时的建立时间估算 (17)
双极输出滤波器 (18)
确定真有效值测量系统的综合误差 (18)
用内部缓冲放大器隔离滤波电路 (19)
输入波形的对称性、直流失调和占空比对所需C AV值的影响 (20)
误差与波峰因数 (21)
AD536A (21)
AD636 (21)
AD637 (21)
单电源供电 (21)
AD536A (21)
AD636 (22)
AD637 (22)
dB输出支持 (22)
基本工作原理 (22)
AD536A/AD636温度补偿 (23)
AD637温度补偿 (24)
第三部分：真有效值应用电路 (25)
自动增益控制(AGC) (25)
rms-AGC放大器 (25)
音频rms-AGC放大器 (26)
仪器仪表 (28)
低成本真有效值数字式面板表(DPM) (28)
便携式高阻抗输入真有效值DPM和dB计 (29)
低功耗、高输入阻抗dB计 (30)
调制解调器线路监控器 (31)
数据采集 (32)
可编程增益真有效值测量系统 (32)
用真有效值仪表放大器进行低电平真有效值测量 (33)
真有效值噪声测量 (35)
简介 (35)
输入耦合对输入滤波器性能的影响 (35)
确定输入滤波器的噪声增益 (35)
实用步骤 (35)
确定精确噪声增益 (36)
利用真有效值转换器处理噪声 (36)
选择C AV值 (36)
实用噪声测量电路 (36)
低频测量 (37)
简介 (37)
低频真有效值-直流转换器电路 (38)
超低频真有效值转换器电路 (38)
微处理器控制真有效值功能电路 (40)
采用微处理器（μP）控制平均值/建立时间常数的真有效值转换器电路 (40)
利用VMOS FET快速复位真有效值转换器电路 (41)
采用微处理器（μP）控制的模拟平方器电路 (42)
其它数学计算 (43)
利用AD637进行向量求和 (43)
功率测量 (44)
简介 (44)
关于伏-安(Volt-Ampere)、瓦(Watt)和乏（Var，无功功率单位） (44)
实用功率测量 (45)
附录A：真有效值转换器的关键参数测试 (47)
简介 (47)
精度与波峰因数关系测试 (47)
交流精度测试 (48)
直流转换精度测试 (48)
直流和交流线性度测试 (48)
使用交会图加快测试真有效值转换器 (49)
简介 (49)
设置交会图测试系统 (49)
交会图样评估 (50)
真有效值交会图测试仪 (51)
电路描述 (51)
校准 (52)
附录B：输入缓冲放大器的要求 (53)
输入缓冲器的必要性 (53)
将AD536A/AD636的内部缓冲放大器用作输入缓冲器 (53)
自举真有效值转换器的内部缓冲放大器 (54)
什么是自举？ (54)
注意事项 (55)
缓冲放大器输出级考虑因素 (55)
AD637输入缓冲放大器的要求 (56)
带宽和压摆率限制 (56)
缓冲放大器频率补偿 (58)
附录C：用于确定真有效值转换器的计算误差、输出纹波和1%建立时间的计算机程序 (59)
简介 (59)
程序# 1 – 真有效值转换器纹波/误差程序 (59)
程序# 2 – 真有效值转换器综合建立时间程序 (61)
图表目录
表1. RMS、MAD和波峰因数表 (1)
表2. 真有效值转换器性能规格简表 (7)
表3. 真有效值转换器AD536A、AD636、AD637建立在规定的最终值百分比内所需的RC时间常数(τ)数目 (17)
表4. 针对各种输入波形的实用电容选型表 (20)
表5. 针对SCR输入波形实现最大1%最差求平均值误差的电容选型表 (20)
图1. 精密(MAD)整流器 (2)
图2. 热真有效值转换器 (2)
图3. 显式计算法 (3)
图4. 隐式计算法 (3)
图5. AD536A/AD636框图 (4)
图6. AD637滤波器/求平均值电路图 (5)
图7. AD637框图 (5)
图8. AD637K和AD536AJ真有效值转换器的最大误差与输入电平关系曲线 (8)
图9. 真有效值转换器的静态误差 (8)
图10. AD637真有效值转换器和MAD交流检波器的误差与占空比关系曲线 (9)
图11. AD536A高频响应 (10)
图12. AD636高频响应 (10)
图13. AD637高频响应 (10)
图14. AD536A的外部失调与比例因子调整 (11)
图15. AD636的外部失调与比例因子调整 (11)
图16. AD637的外部失调与比例因子调整 (11)
图17. 正弦输入的典型输出波形 (12)
图18. AD536A/AD636标准真有效值连接？ (13)
图19. AD637标准真有效值连接？ (13)
图20. 采用标准真有效值连接的误差/建立时间图？ (14)
图21. 直流误差水平与纹波振幅的对比——AD536A/AD637 (14)
图22. AD536A的建立时间与输入电平关系曲线 (15)
图23. AD636的建立时间与输入电平关系曲线 (15)
图24. 采用单极输出滤波器连接的误差/建立时间图 (16)
图25. 内置单极输出滤波器的AD536A/AD636？ (16)
图26. 内置单极输出滤波器的AD637？ (17)
图27. 内置双极输出滤波器的AD536A/AD636？ (18)
图28. 内置双极输出滤波器的AD637？ (18)
图29. 采用双极输出滤波器的误差/建立时间图 (19)
图30. AD536A的误差与波峰因数关系曲线 (21)
图31. AD636的误差与波峰因数关系曲线 (21)
图32. AD637的误差与波峰因数关系曲线 (21)
图33. AD536A单电源连接？ (21)
图34. AD636单电源连接？ (22)
图35. AD536A/AD636原理示意图？ (23)
图36. AD536A、AD636和AD637真有效值转换器的dB输出电路原理示意图？ (23)
图37. AD536A/AD636的温度补偿dB输出电路？ (24)
图38. AD637的温度补偿dB电路？ (24)
图39. RMS-AGC放大器 (25)
图40. 输入与输出关系曲线——RMS-AGC放大器 (26)
图41. 音频RMS-AGC放大器 (27)
图42. 输入与输出关系曲线——音频RMS-AGC放大器 (27)
图43. 低成本真有效值DPM (28)
图44. 便携式高Z输入、真有效值DPM和dB计电路 (29)
图45. 低功耗、高输入阻抗dB计 (30)
图46. 调制解调器线路监控器——电话线路dB计 (32)
图47. 可编程增益真有效值测量系统 (33)
图48. 非平衡系统的噪声 (34)
图49. 平衡系统的噪声 (34)
图50. 内置前置仪表放大器的真有效值转换器 (34)
图51. 真有效值噪声测量系统功能分解图 (35)
图52. 输入耦合对有源输入滤波器全响应的影响 (35)
图53. 实用音频噪声测量电路 (37)
图54. 低频真有效值-直流转换器电路 (38)
图55. 超低频真有效值-直流转换器电路 (39)
图56. 微处理器（μP）控制求平均值/建立时间真有效值转换器电路 (40)
图57a. 特别适合低频测量的快速复位真有效值-直流转换器电路 (41)
图57b. 使用10 μF C AV时真有效值输出随时间变化的示波图 (41)
图58. 微处理器（μP）控制二象限模拟平方器 (42)
图59. 向量求和电路 (43)
图60. 示波图的上轨迹是下轨迹中两个三角波的平方根和 (44)
图61. 实用功率测量系统框图 (45)
图62. 用真有效值转换器测量视在功率 (46)
图63. 波峰因数测试设置 (47)
图64. 交流精度测试 (48)
图65. 交流精度测试——替代方法 (48)
图66. 直流转换精度测试 (49)
图67. 交会图测试系统 (49)
图68. 理想的交会图样 (50)
图69. 该典型绝对值电路中使用两个放大器 (50)
图70. 绝对值电路中的输入失调 (50)
图71. 绝对值电路中的输入失调 (50)
图72. 放大器输出处失调 (50)
图73. 振荡/不稳定性 (51)
图74. 真有效值交会图测试仪 (51)
图75. 线性度良好 (52)
图76. 线性度欠佳 (52)
图77. 使用真有效值转换器内部缓冲放大器的简单输入缓冲连接 (53)
图78. AD536A内部缓冲放大器的相对输出响应与频率关系曲线 (53)
图79. 改进的输入缓冲 (54)
图80. 将内部缓冲放大器用作自举输入缓冲 (54)
图81. AD536A、AD636、AD637内部缓冲放大器原理示意图 (55)
图82. R E equivaient和R L对AD536A、AD636和AD637内部缓冲放大器最大输出摆幅的影响 (55)
图83. AD536A、AD636、AD637内部缓冲放大器——峰值负输出摆幅和-V S之比
与R E external关系曲线（多种负载电阻情况下） (56)
图84. 采用外部4 MHz高阻抗输入放大器的AD637真有效值转换器 (56)
图85. 驱动5 MHz真有效值转换器的输入缓冲放大器所需的最小压摆率（V/μs） (57)
图86. 内置AD711输入缓冲放大器的AD637——-3dB带宽与输入电平关系曲线 (58)
参考文献
Handler, Howard. Cate, Tom. "True RMS Voltage Conversion," Electronic Design Magazine, February 15,1974 66-72
Sheingold, Daniel H. (editor) "Nonlinear Circuits Handbook," 2nd edition 1976 123-126,389-416
第一部分
真有效值转换——理论
基本定义
真有效值（rms）的定义
RMS（真有效值）是对交流信号幅度的基本量度，可以分别从实用角度和数学角度予以定义。从实用角度定义是：一个交流信号的真有效值等于在同一负载上产生同等热量所需的直流量。例如，1 V真有效值交流信号与1 V直流信号在同一电阻上产生的热量相同。从数学角度定义是：电压的真有效值值定义如下：
（以上是经过简化的公式，等同于零平均值统计信号的标准偏差。）这包括求信号的平方，取平均值，然后获得其平方根。取平均值的时间必须足够长，以便能在所需的最低工作频率进行滤波。波峰因数的定义
波形的波峰因数定义为峰值与其真有效值值之比。振幅对称方波或直流水平波形等信号的波峰因数为1。其它性质更复杂的波形则具有较高的波峰因数（参见表1）。
交流测量的整流器或MAD方法
测量交流信号幅度的最常用方法是精密整流器或平均响应方法，它实际上是测量波形的绝对平均偏差（MAD）或“交流平均值”。这些系统的增益或比例因子通常根据正弦波的真有效值与MAD之比进行校准。只要输入波形是非失真的正弦波，这样做没有问题；但是对于其它波形，由于rms/MAD之比会发生改变，所以会产生严重误差。
鉴于这些原因，精密整流器方法（参见图1）只能提供对非正弦波形振幅的相对量度。
表1. RMS、MAD和波峰因数表
所有电阻均为1/8W 1%金属薄膜，二极管D1、
D2均为低泄露FD333或等效元件
图1. 精密(MAD)整流器
关于MAD整流器与真有效值转换器在不同占空比时的性能对比，请参见本指南第二部分的图10。
真有效值转换方法
热真有效值转换
理论上，热转换是最简单的方法，但实际上，它却是最难以实现、成本最高的方法。这种方法涉及到将未知交流信号的热值与已知的校准直流基准电压的热值进行比较（参见图2）。调整校准的基准电压，使基准电阻(R2)与信号电阻(R1)之间的温差为零，此时这两个匹配电阻的功耗相同。因此，根据真有效值的基本定义，直流基准电压值将等于未知信号电压的真有效值值。
图2. 热真有效值转换器
每个热单元都含有一个稳定的、低温度系数电阻（R1、R2），电阻与线性温度电压转换器（S1、S2）发生热接触；热电偶即是这种热单元的一个实例。S1 (S2)的输出电压与V IN的真有效值成比例；一阶温度/电压比的变化关系是K V IN/R1。
图2所示的电路通常具有非常小的误差（约为0.1%）和宽带宽。但是，热单元（R1 S1、R2 S2）的固定时间常数限制了这种真有效值计算方案的低频有效性。
除所讨论的基本类型之外，还有可变增益热转换器，它可以解决固定增益热转换器的动态范围限制问题，但代价是更加复杂且成本更高。
真有效值转换器的各种计算方法
直接或显式计算
计算真有效值的最显而易见的方法是利用乘法器和运算放大器直接进行平方、平均值和平方根计算。直接或显式计算法（图3）的动态范围有限，因为平方器之后的各级必须处理振幅变化很大的信号。例如，如果输入信号的动态变化范围为100至1（10mV至1V），那么平方器输出信号的动态范围将是10000至1（平方器输出=1mV至10V）。这些实际限制使此方法的输入动态范围最大约为10:1。若用高质量乘法器和平方根器，则系统误差可以降低至满量程的± 0.1%。利用此方法，还可以实现出色的带宽和高速精度。
间接或隐式计算
一种更好的计算方案是利用反馈在电路输入处隐式或间接地进行求平方根计算，如图4所示。现在，平均值信号除以输出的平均值后，将与输入的真有效值值呈线性变化（而非平方关系）。与显式真有效值电路相比，这种隐式电路明显扩大了输入的动态范围。关于隐式真有效值计算的详细说明，请参见第4页的AD536A和AD637工作原理。
隐式真有效值计算与其它方法相比具有器件较少、动态范围较大、成本通常较低的优点。它的缺点是带宽一般比热计算或显式计算法要窄。隐式计算方案可以使用直接乘法和除法（使用乘法器），或者使用任何一种对数-反对数电路技术。
图3. 显式计算法
图4. 隐式计算法
图5. AD536A/AD636框图
单片真有效值转换器——工作原理
AD536A - 宽量程真有效值转换器
AD536A采用隐式真有效值计算法，使用了一个绝对值电压/电流（V/I）转换器、一个平方器/除法器、低通滤波器、精密电流镜和一个输出缓冲器（参见图5及图35），具有10 V满量程输入范围。
AD536A的输入电压首先由绝对值电路（精密整流器）处理，它具有单极性输出。此输出驱动电压到电流转换器（使用运算放大器），其电流输出I IN为整流过的输入信号。
电流I IN驱动平方器/除法器，它利用电流镜的反馈，在一级电路上实现平方和平方根两种功能。利用对数-反对数电路，反馈电流I F被平方输入电流I IN2所除。由于dB（分贝）是信号的对数函数，因此AD536A的dB输出就是从这一平方器/除法器级导出。这一级的输出I IN2/I F通过一个内部电阻和一个外部连接的滤波器电容组成的低通滤波器求平均值。经过滤波的信号驱动提供反馈电流I F和输出电流2I F的电流镜电路。输出电流被设置为反馈电流的两倍，以利用器件内部的25k?电阻R L以得到器件输出电压。AD536A的I OUT引脚输出为每伏真有效值输入信号对应40μA电流。如果将R L引脚接地，则器件输出为每伏真有效值输入对应1V直流电压。单位增益缓冲放大器可以用来为I OUT或dB输出功能提供低阻抗电压输出。AD636 – 低功耗/低输入电平工作真有效值转换器
AD636低功耗真有效值转换器与标准AD536A转换器非常相似。不过，前者针对便携式仪器的低电平、低功耗操作进行了优化，具有200 mV满量程输入范围。
AD637 – 高性能真有效值转换器
AD637比AD536A的精度高，具有扩展的频率响应性能，-3dB带宽可高达8MHz（参见表2）。这款转换器（图6）利用一个反相低通滤波器级来提供缓冲电压输出，其求平均值时间常数与输入信号电平无关（不同于AD536A 和AD636）。
除了总体性能改进之外，AD637还具有两个独特的特性：第一个特性是提供分母输入，使该器件可用作平方器、均方器或平方根求和器（向量求和），同时还有助于低频(< 10Hz)测量；第二个特性是提供片选功能，使用户可以在不使用真有效值转换器时（例如调到直流量程的便携式仪表），将其转入省电状态，以降低功耗。芯片选择一般是“使能”，必须将TTL输入电平拉低至0.8 V以下才能使真有效值转换器进入待机状态，此时其功耗只有原来的1/7。对于不需要片选功能的正常工作模式，此引脚应悬空。当片选电平为低时，输出（引脚9）进入高阻状态。
图6. AD637滤波器/求平均值电路图
这种模拟“三态”工作方式允许将数个AD637的输出并联起来，并通过将片选拉至高电平来选择所需的通道，由此便构成了一个有源多路复用器。AD637同其前款产品一样，利用绝对值电路对输入信号电压进行全波整流。如图7所示，转换器的下一级电路将此直流信号取对数并翻倍，以执行平方操作。然后，此部分的平方输出传递至除法器级，在这一级输入信号平方的对数减去真有效值输出V OUT 的对数。然后，指数电路实现反对数功能，得到OUT 2
IN /V V 。
真有效值转换器的最后部分——滤波器级获得上述结
果后，对处理过的信号求平均值，从而得到：OUT
2
IN V V
。
因为在输出处： OUT
2
IN OUT
V V V =
所以：
2
IN
OUT V V =
（用V OUT 乘以方程式的左右两侧）
根据定义，这就是输入电压的真有效值值。
补充说明：
如图7中虚线所示，分母输入一般连接至V OUT 引脚，以执行V IN 2/V OUT 计算功能。但是，如果控制比例因子的分母输入连接至固定直流电压V EXT ，
则输出为：EXT 2
IN /V V 。这等于输入的均方值除以（如果使用-V EXT 则是乘以）固
定比例因子（参见“微处理器控制的平方器”部分）。
AD637的滤波器包含一个运算放大器/积分器，
其求平均值时间常数由片内25k ?反馈电阻和外部求平均值电容C AV 设置。RC AV 时间常数应比所测量的最低频率的周期长，同时应使建立时间在合理范围内。由于滤波器级输出阻抗较低，因此不需要进一步的输出缓冲。一般只有在需要有源滤波器来进一步减少输出纹波的应用中，才需要片内缓冲放大器（参见“滤波器与求平均值”部分）。
图7. AD637框图
第二部分
真有效值转换——基本设计考虑因素
真有效值转换器的精度
无论输入波形的振幅、频率或形状如何，理想的真有效值转换器都将提供与其输入电压的真有效值完全相等的“直流”输出电压。当然，实际的真有效值转换器会有一些误差。在下面的内容中，我们将讨论这些误差及其对真有效值转换器性能的总体影响。
首先，我们将讨论低频或“静态”误差。其次，我们将回顾带宽对精度的影响。然后，我们将详细介绍转换器求平均值时间常数的影响。最后，我们将讨论波形（如脉冲、噪声、SCR控制正弦波等）对真有效值转换器精度的影响。
“静态”误差——真有效值转换器静态误差及其对总体精度的影响
静态误差是作用于“直流”或中等频率(≈ 1kHz)正弦波输入信号的那些失调和比例因子误差。在这些条件下，与输入和输出失调以及比例因子误差相比，转换器的有限带宽（及有效求平均值时间）可以忽略不计。在这里，真有效值可以解释为输入信号电压的低通滤波（或平均）平方的平方根。
真有效值转换器的总“静态”误差规定为读数的百分比加上一个常数。如表2所示，AD637J的误差规定为1.0mV ± 读数的0.5%。对此应当解释为：在AD637J的0V至7V真有效值输入动态范围内的任何一点，转换器的输出电压与真有效值输入精确值的差异（最大）是1mV加上正确真有效值电平的0.5%。请注意，这一绝对误差比AD536AJ真有效值转换器要低。为了说明这一点，假设对AD637J输入一个1.00V rms、1kHz正弦波。AD637的实际输出电压将在以下范围内：±(1.0mV +
0.5% ×1.0V) = ±(lmV + 5mV)。这相当于与理想输出
1.0V相差6mV，或在0.994V与1.006V直流电压之间。图8总结了这一误差性能，图中所示为AD637K和AD536J 真有效值转换器的误差与输入电平关系曲线。
AD536AJ AD637J AD636J
输入动态范围标称满量程
峰值转换输入最大总误差
无外部调整7V rms
2V rms
±20V
5mV±0.5% RDG
7V rms
2V rms
±15V
1mV±0.5% RDG
1V rms
200mV rms
±2.8V
0.5mV±1%RDG
-3dB带宽
满量程0.1V rms 2MHz
300kHz
8MHz
600kHz
1.3MHz
800kHz
波峰因素为5时的误差-0.3%@1V rms ±0.15%@1 Vrms -0.5%@200mV rms 电源电压(V)
电流±3至±18（最大值）
1mA; 2mA（最大值）±3至±18（最大值）
2mA;3mA（最大值）
+2, -2.5, ±12（最大值）
800μA;1mA（最大值）
表2. 真有效值转换器性能规格简表
图8. AD637K和AD536AJ真有效值转换器的最大误差与输入电平关系曲线这些静态误差可以按标准类别进行分类：失调电压、比例因子（增益）误差和非线性误差。
每种实际真有效值转换器的输入/输出转换特性都会与理想转换器有出入。图9a和图9b详细说明了这些误差，图中所示为常见的主要误差类别。在低电平时，真有效值转换器的输入失调电压可以使理想绝对值转换点变得平坦；如果输入零电压，则可使该点上移（或变成更大的正值）而偏离零输出电平（参见附录A）。这些失调误差的实际影响决定了转换器对于低电平输入信号的分辨率和精度。
对于本指南中讨论的IC，综合失调总误差通常小于1mV （最大值请参考数据手册）。当输入电平较高时，比例因子误差和线性误差将在数百毫伏水平，远远超过失调误差而占据主导地位。比例因子误差定义为实际输入/输出转换的平均斜率与理想的1:1转换之间的差异。也就是说，如果100mV rms的输入电压变化产生99mV的输出电压变化，则比例因子误差为-1%。
图9. 真有效值转换器的静态误差
图10. AD637真有效值转换器和MAD交流检波器的误差与占空比关系曲线
除以上的单极性示例之外，对于负输入电压和正输入电
压可能会有不同的比例因子。这些比例因子之间的差异
称为“直流翻转”误差，如图9c所示。测试此参数时，
给转换器输入施加直流电压（假设为+2 V），然后翻转
输入电压的极性（为-2V），两个读数之间的差就等于
直流翻转误差，即：
直流翻转误差 =
VOLTS 2
INPUT) 2V
(V
INPUT)
2V
(V
OUT OUT ?
?
+
× 100%
最后一个“静态误差”术语是非线性误差。顾名思义，它是指输入/输出转换特性的曲线部分，图9c中较夸张地显示了这一误差。这一误差是真有效值计算表现不够理想的结果，无法通过调整失调或比例因子来降低。因此，非线性限制了真有效值转换器所能达到的最佳精度。在2V满量程真有效值范围内，AD637的非线性通常优于1mV (0.05%)；AD536A的非线性则等于5mV或更小。在0至200mV额定输入范围内，AD636的非线性通常小于1mV。如图10所示，当输入波形的占空比变化时，真有效值转换器的误差虽然也有所变化，但却比精密“MAD”整流器的误差小得多。
带宽考虑因素
到目前为止，我们重点讨论了对直流输入的响应误差，但实际上，真有效值转换器用户最关心的是交流输入。
对于1kHz正弦波输入，在该频率下的读数与和性能与输入直流电压所得到的几乎相同，即1kHz性能非常接近于直流输入的静态误差性能，因此直流测量为确定≈1kHz 输入频率时的误差提供了一个方便的途径。但是当输入频率较高时，真有效值转换器的带宽特性成为最重要的因素。如图11、12和13所示，随着输入电平降低，交流带宽减小，这主要是由于绝对值电路的增益-带宽限制引起的。与AD536A相比，AD637和AD636的低电平信号均实现了更高的带宽。AD637在1V及以上电平保持了这一优势，而AD636则仅限于200mV满量程（其低电平带宽大于AD536A，并且可以在最高至1V的超量程范围内工作，但精度有所下降。）
图11. AD536A高频响应
对于特定应用，若要实现最大带宽，所用系统或仪器的输入信号应当被放大（或衰减），使最大真有效值信号电平与真有效值转换器的满量程输入电平一致。AD536A和AD637可以用于最高7V的满量程范围，但是，不过2V满量程范围能够为峰值输入（高波峰因素信号）提供更大的动态余量。这些信号通常会被输入前置放大器的钳位电平限制在±12V。AD536A和AD637不会对最高±20V信号进行钳位。然而，对于7V rms输入信号，波峰因素仅3时，峰值输入电平为21V，超过了这些器件的负荷！因此，在设计必须处理1V rms以上复杂波形振幅的真有效值测量系统时，务必要谨慎考虑各种因素。
图12. AD636高频响应
图13. AD637高频响应
外部失调和比例因子调整
简介
对于那些要求失调和比例因子误差尽可能低的应用，推荐使用外部调整。外部失调调整将改善器件的总动态范围，直至达到绝对值部分的输入失调限值为止。对于外部调整方案，推荐使用稳压电源，因为电源波动会影响失调调整的长期精度。
一般来说，外部比例因子调整应当针对特定应用，在预期的满量程真有效值电平进行。但是必须注意，本指南重点介绍的这三款真有效值转换器均在特定输入电平进行内部激光调整。AD536A为7V rms，AD637为2V，AD636为200mV；这些输入电平并不是这些器件能够处理的最大满量程电平。但是，就像工程设计的许多方面一样，真有效值转换器在满量程时的精度与较低输入电平时的最大误差之间存在一个设计折衷点。例如，AD536A的比例因子是在7V rms电平进行预调整。如果在2V rms进行外部调整，则0至2V精度将得到改善，而且如果调整得当，2V rms时将不存在误差；但这样一来，7V rms时的绝对精度就会降低。
AD536A
参考图14，AD536A输出失调调整通过调节调整器R4实现，这将导致电流流经电阻R3和R2组成的电阻分压器。电阻R2上产生的综合失调电压加在引脚8处的输出电压上或从中减去。
图14. AD536A的外部失调与比例因子调整
通过插入一个与输入端引脚1串联的500?微调电位计，来进行比例因子调整。为了补偿串联调整器引起的比例因子减小，将一个365?电阻与25k?电流镜负载电阻串联，置于引脚9处。这将提高增益，使得调整器设置在其范围中央时，比例因子的变化为零。比例因子调整范围为±1.5%。
AD636
AD636输出失调和比例因子的调整方式与AD536A完全相同，只是外部元件值不同，如图15所示。
AD637
图16显示了AD637的外部失调和比例因子连接。比例因子调整需要2个外部元件：一个是比例因子调整器R1，它位于V OUT引脚与分母输入引脚之间，用来降低分母输入电压，从而提高器件的比例因子；另一个是串联电阻R2，它用来充分降低真有效值转换器的比例因子，使得调整器R1（大约）设置在其范围中央时，比例因子的变化为零。
图15. AD636的外部失调与比例因子调整
图16. AD637的外部失调与比例因子调整
建议调整程序（全部三款器件）
1. 将信号输入点V IN接地，并调节调整器R4，使输出为
0V。或者，也可以在V IN上施加最低预期电压，然后调节R4以获得正确的输出值。第二种方法可以在预期输入范围内获得尽可能小的误差，但如果低于此范围，误差将较大。
真有效值AC/DC转换器AD736及其在RMS仪表电路中的应用 1 概述 在科学实际和生产实践中，会遇到大量的非正弦波。传统测量仪表采用的是平均值转换法来对其进行测量，但这种方法存在着较大的理论误差。为了实现对交流信号电压有效值的精密测量，并使之不受被测波形的限制，可以采用真有效值转换技术，即不通过平均折算而是直接将交流信号的有效值按比例转换为直流信号。为了适应现代电子测量的需要，目前测量交流电压真有效值（RMS）的万用表得到了迅速的发展。交流电压的真有效值是通过电路对输入交流电压进行“平方→求平均值→开平方”的运算而得到的。真有效值仪表的最大优点是能够精确测量各种电压波形的有效值，而不必考虑被测波形的参数以及失真。随着集成电路的迅速发展，近年来出现了各种真有效值 AC/DC转换器。美国AD公司的AD736是其中非常典型的一种。 AD736是经过激光修正的单片精密真有效值AC/DC转换器。其主要特点是准确度高、灵敏性好（满量程为200mVRMS）、测量速率快、频率特性好（工作频率范围可达0～460kHz）、输入阻抗高、输出阻抗低、电源范围宽且功耗低最大的电源工作电流为200μA.用它来测量正弦波电压的综合误差不超过±3%. 2 工作原理及管脚功能 AD736 的内部框图。它主要由输入放大器、全波整流器、有效值单元（又称有效值芯子RMS CORE）、偏置电路、输出放大器等组成。芯片的2脚为被测信号VIN输入端，工作时，被测信号电压加到输入放大器的同相输入端，而输出电压经全波整流后送到RMS单元并将其转换成代表真有效值的直流电压，然后再通过输出放大器的Vo端输出。偏置电路的作用是为芯片内部各单元电路提供合适的偏置电压。 AD736采用双列直插式8脚封装，其管脚排列。各管脚的功能如下： +Vs：正电源端，电压范围为2.8～16.5V； -Vs：负电源端，电压范围为-3.2～-16.5V； Cc：低阻抗输入端，用于外接低阻抗的输入电压（≤200mV），通常被测电压需经耦合电容Cc与此端相连，通常Cc的取值范围为10～20μF.当此端作为输入端时，第2脚VIN 应接到COM； VIN：高阻抗输入端，适合于接高阻抗输入电压，一般以分压器作为输入级，分压器的总输入电阻可选10MΩ，以减少对被测电压的分流。该端有两种工作方式可选择：第一种为输出AC+DC方式。该方式将1脚（Cc）与8脚（COM）短接，其输出电压为效流真有效值与直流分量之和；第二种方式为AC方式。该方式是将1脚经隔直电容Cc接至8脚，这种方式的输出电压为真有效值，它不包含直流分量。 COM：公共端； Vo：输出端； CF：输出端滤波电容，一般取10μF； CAV：平均电容。它是AD736的关键外围元件，用于进行平均值运算。其大小将直接响应到有效值的测量精度，尤其在低频时更为重要。多数情况下可选33μF. 3 典型应用电路 AD736 有多种应用电路形式。图3为双电源供电时的典型应用电路，该电路中的+Vs与COM、-Vs与COM之间均应并联一只0.1μF的电容以便滤掉该电路中的高频干扰。Cc起隔直作用。若按图中虚线方向将1脚与8脚短接而使Cc失效，则所选择的就是AC+DC方式；去
有效值检测设计总结 一、模块设计要求： 检测交流信号的有效值并以直流信号输出。设计要求尽量提高精确度，减小频率的影响。 二、模块完成情况： 工作电压为正负5V的双电源，能够实现各种波形的真有效值检测，但高频率信号和小信号（小于20mv）的检测没能实现。当输入频率低于1KHz的正弦波时输出的还是正弦波而不是一条直线，且输出波形的频率为信号源的两倍！ 三、模块涉及的理论知识： 根据有效值的定义，在一个信号周期内，通过某纯阻负载所产生的热最与一个直流电压在同一负载上产生的热量相等时，该直流电压的数值就是交流电压的有效值。数学表达式如下所示： 式中的T是交流信号的周期，u(t)为电压。根据定义它是被测量的均方根值。一般对有效值的测量时利用二极管的单向导电性，构成整流电路，如半波整流、全波整流、桥式整流等，将交流信号整流成直流信号，再通过电容或电感滤波，最终得到的是平均值形式，根据平均值与有效值确定的系数关系，通过平均值将有效值表示出来。（系数关系如下表） 事实上无论是半波整流、全波整流、还是桥式整流，他们的整流精度都不高所转换后的有效值误差很大。因为而二级管的非线性回产生很大的误差，而当小信号的时候，因输入信号小于二极管的门槛电压，电流基本过不去，其转换误差更严重。而当输入信号不是标准波形而是有失真的信号时也会产生误差。 关于AD637的描述如下：
四、设计与制作过程 根据所学的理论知识以及AD637的工作原理设计的电路原理图及PCB图如下图所示： AD637有效值检测电路原理图
AD637有效值检测电路PCB图 为了节省画图时间，在设计PCB图时我把接在电源旁边的去耦电容都删掉了，因为是贴片比较小也比较容易焊接，在做好板后再加上去也无妨。原理图中靠近电源头的那个磁珠我用电阻代替，贴片灯我用电容代替，因为封装都一样，为了找原理图库方便都这么干，类似于一些芯片的同样的封装都可以统一用一个封装来代替。 按照设计的PCB板焊接好的实物图如下图所示： 五、测试方法
详解电平种类与电平转换 1. 常用的电平转换方案 (1) 晶体管+上拉电阻法 就是一个双极型三极管或 MOSFET，C/D极接一个上拉电阻到正电源，输入电平很灵活，输出电平大致就是正电源电平。 (2) OC/OD 器件+上拉电阻法 跟 1) 类似。适用于器件输出刚好为 OC/OD 的场合。 (3) 74xHCT系列芯片升压(3.3V→5V) 凡是输入与 5V TTL 电平兼容的 5V CMOS 器件都可以用作3.3V→5V电平转换。 ——这是由于 3.3V CMOS 的电平刚好和5V TTL电平兼容（巧合），而 CMOS 的输出电平总是接近电源电平的。 廉价的选择如 74xHCT(HCT/AHCT/VHCT/AHCT1G/VHCT1G/...) 系列 (那个字母 T 就表 示 TTL 兼容)。 (4) 超限输入降压法(5V→3.3V,3.3V→1.8V, ...) 凡是允许输入电平超过电源的逻辑器件，都可以用作降低电平。 这里的"超限"是指超过电源，许多较古老的器件都不允许输入电压超过电源，但越来越多的新器件取消了这个限制 (改变了输入级保护电路)。 例如，74AHC/VHC 系列芯片，其 datasheets 明确注明"输入电压范围为0~5.5V"，如果采 用 3.3V 供电，就可以实现5V→3.3V电平转换。 (5) 专用电平转换芯片 最著名的就是 164245，不仅可以用作升压/降压，而且允许两边电源不同步。这是最通用的电平转换方案，但是也是很昂贵的 (俺前不久买还是￥45/片，虽是零售，也贵的吓人)，因此若非必要，最好用前两个方案。 (6) 电阻分压法 最简单的降低电平的方法。5V电平，经1.6k+3.3k电阻分压，就是3.3V。 (7) 限流电阻法 如果嫌上面的两个电阻太多，有时还可以只串联一个限流电阻。某些芯片虽然原则上不允许输入电平超过电源，但只要串联一个限流电阻，保证输入保护电流不超过极限(如 74HC 系列为 20mA)，仍然是安全的。 (8) 无为而无不为法 只要掌握了电平兼容的规律。某些场合，根本就不需要特别的转换。例如，电路中用到了某种 5V 逻辑器件，其输入是 3.3V 电平，只要在选择器件时选择输入为 TTL 兼容的，就不需要任何转换，这相当于隐含适用了方法3)。
真有效值（True RMS）——唯一的真实测量值 许多商业和工业的装置都为断路器的频繁误跳闸所烦扰。这些跳闸看上去经常像是随机的、令人费解的。其实这里面是有其原因可究。造成这种现象的原因一般来说有两个方面。第一个可能原因是一些负载，特别是个人电脑和其它电子设备开机时所产生的冲击电流。关于这种原因，将会在本指南的后面章节里具体讨论。另一个可能原因是回路里的真实电流的测量值低于真实值——换而言之，是实际电流过高而引起的。 在现代化装置中这种电流测量值偏低是个高发现象。既然当前的数字测量仪器如此精确可靠，为什么又会发生这种现象哪？答案就是许多测量仪都不适合于测量失真（畸变）电流，而现在绝大多数的电流都是失真的。 电流失真是由于非线性负荷的谐波电流造成的，特别是个人电脑、配有电子镇流器的荧光灯和变频驱动装置等电子设备为代表。谐波的产生机理及其对电气系统的的影响将在指南的3.1节进行具体阐述。图3所示为个人电脑接入后的典型电流波形图。很明显这不是一个纯正弦波，所以一般适用于正弦波的测量工具和计算方法都不适用。这意味着，在对电力系统进行故障检修或者性能测试分析时，有必要采用能够处理非正弦电流和电压的正确测量工具。 图1 一个电流两种读数，你相信哪个？图中的回路为一个有畸变电流的非线性负载供电。真有效值卡钳式电流表（左）上的读数是正确的，而平均值卡钳式电
流表的读数（右）比正确值要低32%。 图1所示为同一回路上的两种卡钳式电流表的读数差别。两个测量仪都运行正常，且按照生产厂家的要求进行了校准，主要的差别就在于测量方法的不同。 左边的电流表是真有效值测量仪，右边的是按有效值校准的平均值测量仪。在很好的理解它们差异所在之前必须首先了解有效值的确切含义。 什么是有效值（方均根值）？ 交流电流的有效值（RMS）等于在同一电阻性负载回路中，与其产生等热量的直流电流的大小。使用交流电时，电阻产生的热量与一个周波内的平均电流的平方成正比。换而言之，产生的热量和电流平方的平均值成正比，也就是说电流值和这个平方的平均值开方后的值也就是有效值成正比。（由于平方后总是正数，所以不用考虑极性问题） 对于如图2所示的纯正弦波，有效值是峰值的0.707倍（或者说峰值是有效值的即1.414倍）。换句话说，有效值为1安培的纯正弦波电流的峰值电流为1.414安培。如果波形值仅仅被简单的平均（对半个负波形取反），平均值就是峰值的0.636倍，或是有效值的0.9倍。图2所示为这两个重要的比例关系。 波顶因数=峰值/有效值=1.414 波形因数=有效值/平均值=1.111 图2 纯正弦波 在测量一个纯正弦波（仅限于纯正弦波）时，简单的测出平均值（0.636倍峰值），再乘以波形因数1.111（即0.707倍峰值）所得到的数值是完全正确的，这个数值也被称为有效值。这种方法被广泛用于所有的模拟测量仪（此时平均值是靠线圈运动的惯性和阻尼作用来实现的）和所有旧式、仪表和大多数电流表数字万用表上。这种技术被称为“平均读数，按有效值校准”的测量方法。
交直流电能变换 随着电力半导体（尤其是IGBT和IGCT）的迅速发展，大功率传动设备在石油化工、矿山开采、轧钢和冶金、运输等工业领域得到了越来越广泛的应用，从而交直流电能变换技术在工业现代化进程中起着越来越关键的技术，但广泛应用的同时给电网带来了污染，给企业效益带来了巨大损失，尤其是在建立“两型”社会的大背景下，交直流电能变化技术的大提高可以提高电能质量，提高产品的质量和单位数量还可以节约电能。 交直流电能变换技术包括交流变直流（整流）技术和直流变交流（逆变）技术，二者在性质上互为相反，控制技术以及所用到的半导体器件也有所区别。 在工业生产中，考虑到整流装置所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰，常用到多重化整流系统，重化整流电路是指将两个或多个相同结构的整流电路进行整合而得，将种整流电路进行移相多重联结可以减少交流侧输入电流谐波，而对串联多重整流电路采用顺序控制的方法可提高功率因数。例如12脉波整流电路（如下图1），与6脉波整流电路相比，其变压器移相 30，同时减了变压器一次侧5次和7次谐波，使输入电流谐波大幅减小，从而一定程度上提高了功率因数。 图1、12脉波拓扑结构 考虑到整流设备会带来谐波的污染，在保证整流变压器的移相（图2）的同时，新型换流变压器在延边绕组上还添加了滤波装置（图3），参数设置得当的
情况下还具备无功补偿的作用。 c 图2、新型三相换流变压器前移15°接线 图3、新型换流变压器与整流器和滤波器的连接图在直流变换交流系统中，有电压型逆变器（VSI）和电流型逆变器(CSI)。电压型逆变器是将恒定的直流电压转换为幅值和频率可变的三相交流电压，图4是两电平的电压型逆变器，该逆变器主要由六组功率开关器件T1-T6组成，每个开关反并联了一个续流二极管。根据逆变器工作的直流电压不同，每组功率器件可由两个或多个IGBT或CGT等串联组成。
5V-3.3V电平转换方法 在实际电路设计中，一个电路中会有不同的电平信号。 方案一：使用光耦进行电平转换 首先要根据要处理的信号的频率来选择合适的光耦。高频(20K~1MHz)可以用高速带放大整形的光藕，如6N137/TLP113/TLP2630/4N25等。如果是20KHz以下可用TLP521。然后搭建转换电路。如将3.3V信号转换为5V信号。电路如下图： CP是3.3V的高速信号，通过高速光耦6N137转换成5V信号。如果CP接入的是5V 的信号VCC=3.3V，则该电路是将5V信号转换成3.3V信号。优点：电路搭建简单，可以调制出良好的波形，另外光耦还有隔离作用。缺点：对输入信号的频率有一定的限制。 方案二：使用三极管搭建转换电路 三极管的开关频率很高，一般都是几百兆赫兹，但是与方案一相比，电路搭建相对麻烦，而且输出的波形也没有方案一的好。 电路如下图： 其中C1为加速电容，R1为基极限流电阻，R2为集电极上拉电阻，R3将输入端下拉到地，保证在没有输入的情况下，输出端能稳定输出高电平。同时在三极管截止时给基区过量的电荷提供泄放回路缩短三极管的退饱和时间。 优点：开关频率高，在不要求隔离，考虑性价比的情况下，此电路是很好的选择。 缺点：输出波形不是很良好。 方案三：电阻分压 这里分析TTL电平和COMS电平的转换。首先看一下TTL电平和CMOS电平的区别。 TTL电平：输出高电平>2.4V,输出低电平<0.4V。在室温下，一般输出高电平是3.5V，输出低电平是0.2。最小输入高电平>=2.0V,输入低电平<=0.8,噪声容限是0.4V。 CMOS电平：1逻辑电平电压接近于电源电压，0逻辑电平接近于0V。而且有很宽的噪声容限。 下面的电路是将5V的TTL电平转换成3V的TTL电平
RS232TO TTL 通讯模块
实现RS232到TTL数据转换。芯片采用MAX3232适用电压3V-5.5V,具有ESD保护功能、支持流控制、零延时自动收发转换和波特率自适应特点，即插即用，稳定可靠。 主要资源： 一、DB9母头RS232接口带流控功能可直接接电脑 二、2.54排针RS232接口带流控功能可替代DB9接头 三、3个指示灯分别是电源指示灯、数据收指示灯、数据发指示灯 四、2.54排针TTL接口带流控功能可直接接TTL设备 淘宝网站 https://https://www.doczj.com/doc/259049869.html,/?spm=2013.1.1000126.d21.lOnOC1
以MCU单片机TTL到PC台式机RS232数据通信为例 1、PC台式机接DB9接口 2、MCU通过杜邦线接排针P1接口 P1接口说明 1GND接GND信号流向：GND 2VCC接3V-5V信号流向：VCC<--MCU_5V/MCU_3.3V 3RX接MCU_TX信号流向：PC_RX<--MAX3232<--RX 4TX接MCU_RX信号流向：PC_TX-->MAX3232-->TX 5CTS接MCU_RTS信号流向：PC_CTS<--MAX3232<--MCU_RTS 6RTS接MCU_CTS信号流向：PC_RTS-->MAX3232-->MCU_CTS 产品附件 1、RS232-TTL小板一个 2、杜邦线十根十种颜色 3、防静电自封袋一个 4、原理图
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谐波-真有效值（True RMS）??唯一的真实测量值 我司推系列的真有效值的万用表，如203T钳形万用表，68T数字万用表，为了使客户对真有效值有一个全面的了解。我们结合生活中现实情况讲解下真有效值和平均值的区别。 真有效值（True RMS）??唯一的真实测量值 许多商业和工业的装置都为断路器的频繁误跳闸所烦扰。这些跳闸看上去经常像是随机的、令人费解的。其实这里面是有其原因可究。造成这种现象的原因一般来说有两个方面。第一个可能原因是一些负载，特别是个人电脑和其它电子设备开机时所产生的冲击电流。关于这种原因，将会在本指南的后面章节里具体讨论。另一个可能原因是回路里的真实电流的测量值低于真实值??换而言之，是实际电流过高而引起的。 在现代化装置中这种电流测量值偏低是个高发现象。既然当前的数字测量仪器如此精确可靠，为什么又会发生这种现象哪？答案就是许多测量仪都不适合于测量失真（畸变）电流，而现在绝大多数的电流都是失真的。 电流失真是由于非线性负荷的谐波电流造成的，特别是个人电脑、配有电子镇流器的荧光灯和变频驱动装置等电子设备为代表。谐波的产生机理及其对电气系统的的影响将在指南的3.1节进行具体阐述。图3所示为个人电脑接入后的典型电流波形图。很明显这不是一个纯正弦波，所以一般适用于正弦波的测量工具和计算方法都不适用。这意味着，在对电力系统进行故障检修或者性能测试分析时，有必要采用能够处理非正弦电流和电压的正确测量工具。
图1 一个电流两种读数，你相信哪个？图中的回路为一个有畸变电流的非线性负载供电。真有效值卡钳式电流表（左）上的读数是正确的，而平均值卡钳式电流表的读数（右）比正确值要低32%。 图1所示为同一回路上的两种卡钳式电流表的读数差别。两个测量仪都运行正常，且按照生产厂家的要求进行了校准，主要的差别就在于测量方法的不同。 左边的电流表是真有效值测量仪，右边的是按有效值校准的平均值测量仪。在很好的理解它们差异所在之前必须首先了解有效值的确切含义。 什么是有效值（方均根值）？ 交流电流的有效值（RMS）等于在同一电阻性负载回路中，与其产生等热量的直流电流的大小。使用交流电时，电阻产生的热量与一个周波内的平均电流的平方成正比。换而言之，产生的热量和电流平方的平均值成正比，也就是说电流值和这个平方的平均值开方后的值也就是有效值成正比。（由于平方后总是正数，所以不用考虑极性问题） 对于如图2所示的纯正弦波，有效值是峰值的0.707倍（或者说峰值是有效值的即1.414倍）。换句话说，有效值为1安培的纯正弦波电流的峰值电流为1.414安培。如果波形值仅仅被简单的平均（对半个负波形取反），平均值就是峰值的0.636倍，或是有效值的0.9倍。图2所示为这两个重要的比例关系。
常见TTL电平转换电路 ------设计参考 1.二、三级管组成的TTL/CMOS电平转换电路，优点是价格非常低，缺点是要求使用在 信号频率较低的条件下。 建议上拉电阻为10K时，可使用在信号频率为几百Khz以下的环境中，曾经在960Khz 的串口通信中做过测试。上拉电阻越小，速率越高，但是电路的功耗也越高，在低功耗要求高的电路中需要慎重考虑。在选择二、三极管时，尽量选用结电容小，开关速率高的。 A ) 图1所示电路，仅能使用在输入信号电平大于输出信号电平的转换上，例如3.3V转2.8V。二极管选用高速肖特基二极管，并且V F尽量小，例如RB521S。 图1 B ) 图2电路，仅能使用在输入信号电平大于输出信号电平的转换上，例如3.3V转2.8V，否则PNP管可能关不断。如果对输出低电平电压幅度有较严格的要求，PNP管则选用饱和压降小些的管子。PNP管也不如NPN的通用。VCC_OUT是输出信号的电源电压。 图2
C ) 图3是NPN管组成的转换电路，对输入和输出电平的谁高谁低没有要求，适用性很好。其中VCC_IN是输入信号的电源电压，VCC_OUT是输出信号的电源电压。转换后输出的低电平VOL=Vin_Lmax+Vsat，Vin_Lmax为输入信号低电平的最高幅值，Vsat为NPN管的饱和压降，如果对输出低电平电压幅度有较严格的要求，NPN管则选用饱和压降小些的管子，以满足一般电路中VOL<0.8V的要求。 图3 2.OC/OD输出的反相器组成的电平转换电路。 图4，由2级反相器组成，反相器必须是OC/OD输出的。反相器的电源与输入信号的电平相同或者相匹配，最后的输出电平由上拉电阻上拉到输出信号的目标电平上。上拉电阻的取值直接影响功耗和可适用的信号频率。 图4
ADC/DAC设计经典问答 （上） 1. 什么是小信号带宽（SSBW）？ 小信号带宽（Small Signal Bandwidth (SSBW)）是指在指定的幅值输入信号及特定的频率下，它的输出幅值比低频时的输出幅值下降指定值时，该特定频率为小信号带宽。 2. 什么是共模电压（VCM）？ 共模电压（Common Mode Voltage (VCM )）是差动输入的两个引脚上相同的直流输入电压。 3. 什么是MSB（最高有效位）？ MSB（最高有效位（Most Significant Bit）），是具有最大的值或权重的位。它的值是满量程的一半。 4. 什么是采样（孔径）延时？ 采样（孔径）延时（Sampling (Aperture) Delay）是时钟输入的后边缘到采样开关打开所需的时间。采样/保持电路有效地停止输入信号捕获，并进入“保持”模式，确定时钟延时后的采样。 5. 什么是满量程（FS）输入范围？ 满量程输入范围（Full Scale Input Range），是指模数转换器上数字化的输入电压的输入范围，既不低于这个范围也不超过这个范围。比如V REF + = 3.5V 和VREF - = 1.5V, FS = (VREF + )-(VREF - ) = 2.0V。 6. 什么是时钟占空比？ 时钟占空比（Clock Duty Cycle）是时钟波形高电平时间和一个时钟周期总时间的比值。 7. 什么是位的有效数（ENOB ，或有效位）？ 位的有效数（ENOB ，或有效位）（Effective Number of Bits (ENOB, 或Effective Bits)）是信噪比和失真的比率，或SINAD的另一种表达方法。ENOB定义为(SINAD -1.76)/ 6.02，这个位数(ENOB)表示转换器是与理想的模数转换器等效。 8. 什么是增益误差？ 增益误差是在第一个代码和最后一个代码发生转换时，实际输人电压与理想输人电压之差。即，这个差值是：满量程- 2 LSB。 9. 许多模数转换器在数据手册中提供的应用，在Va, Vd 和Vref引脚上出现了三个电容。这三个电容器都是必须的吗？
电子知识 2015年10月23日 深圳华强北华强集团2号楼7楼 电池管理系统能实时监控电池状态，延长电池续航时间、避免电池过充过放的情况出现，在电子产品中起着至关重要的作用。特别是可穿戴设备的兴起对电池管理系统提出新的挑战，此次“消费电子电池管理系统技术论坛”，我们将邀请业界领先的半导体厂商、方案设计商与终端产品制造商，共探消费电子电池管理系统市场发展趋势及创新技术，助力设计/研发工程师显著改进电池管理系统，进而从技术的层面为业界解决电子产品的电池续航问题。 立即报名>> IBIS模型是一种基于V/I曲线对I/O BUFFER快速准确建模方法，是反映芯片驱动和接收电气特性一种国际标准，它提供一种标准文件格式来记录如驱动源输出阻抗、上升/下降时间及输入负载等参数，非常适合做振荡和串扰等高频效应计算与仿真。 IBIS本身只是一种文件格式，它说明在一标准IBIS文件中如何记录一个芯片驱动器和接收器不同参数，但并不说明这些被记录参数如何使用，这些参数需要由使用IBIS模型仿真工具来读取。欲使用IBIS进行实际仿真，需要先完成四件工作：获取有关芯片驱动器和接收器原始信息源；获取一种将原始数据转换为IBIS格式方法；提供用于仿真可被计算机识别布局布线信息；提供一种能够读取IBIS和布局布线格式并能够进行分析计算软件工具。 IBIS模型优点可以概括为：在I/O非线性方面能够提供准确模型，同时考虑了封装寄生参数与ESD结构；提供比结构化
方法更快仿真速度；可用于系统板级或多板信号完整性分析仿真。可用IBIS模型分析信号完整性问题包括：串扰、反射、振荡、上冲、下冲、不匹配阻抗、传输线分析、拓扑结构分析。IBIS尤其能够对高速振荡和串扰进行准确精细仿真，它可用于检测最坏情况上升时间条件下信号行为及一些用物理测试无法解决情况；模型可以免费从半导体厂商处获取，用户无需对模型付额外开销；兼容工业界广泛仿真平台。 IBIS模型核由一个包含电流、电压和时序方面信息列表组成。IBIS模型仿真速度比SPICE快很多，而精度只是稍有下降。非会聚是SPICE模型和仿真器一个问题，而在IBIS仿真中消除了这个问题。实际上，所有EDA供应商现在都支持IBIS模型，并且它们都很简便易用。大多数器件IBIS模型均可从互联网上免费获得。可以在同一个板上仿真几个不同厂商推出器件。 IBIS模型是一种基于V/I曲线对I/O BUFFER快速准确建模方法，是反映芯片驱动和接收电气特性一种国际标准，它提供一种标准文件格式来记录如驱动源输出阻抗、上升/下降时间及输入负载等参数，非常适合做振荡和串扰等高频效应计算与仿真。 IBIS本身只是一种文件格式，它说明在一标准IBIS文件中如何记录一个芯片驱动器和接收器不同参数，但并不说明这些被记录参数如何使用，这些参数需要由使用IBIS模型仿真工具来读取。欲使用IBIS进行实际仿真，需要先完成四件工作：获取有关芯片驱动器和接收器原始信息源；获取一种将原始数据转换为IBIS格式方法；提供用于仿真可被计算机识别布局布线信息；提供一种能够读取IBIS和布局布线格式并能够进行分析计算软件工具。 IBIS模型优点可以概括为：在I/O非线性方面能够提供准
第五章直流一交流（DC—AC变换 5.1 逆变电路概述 5.1.1 晶闸管逆变电路的换流问题 DC—AC变换原理可用图5-1所示单相逆变电路来说明，其中晶闸管元件VT1、VT4， VT2、 VT3成对导通。当VT、VT4导通时，直流电源E通过VT1、VE向负载送出电流，形成输出电压％左（+）、右（-），如图5-1 （a）所示。当VT2、VT3导通时，设法将VT1、VT4关断，实现负载电流从VT1、VT4向VT a、VT3的转移，即换流。换流完成后，由VT a、VT3向负载输出电流，形成左（-）、右（+）的输出电压％，如图5-1 （b）所示。这两对晶闸管轮流切换导通，则负载上便可得到交流电压呦，如图5-1（c）波形所示。控制两对晶闸管的切换导通 频率就可调节输出交流频率，改变直流电压E的大小就可调节输出电压幅值。输出电流的波形、相位则决定于交流负载的性质。 f ；
图5-1 DC —AC变换原理 要使逆变电路稳定工作，必须解决导通晶闸管的关断问题，器件，在承受正向电压条件下只要门极施加正向触发脉冲即可导通。作用，只有使阳极电流衰减至维持电流以下才能关断。 常用的晶闸管换流方法有： （1）电网换流 （2）负载谐振式换流 （3）强迫换流即换流问题。晶闸管为半控但 导通后门极失去控制 5.1.2 逆变电路的类型 逆变器的交流负载中包含有电感、电容等无源元件，它们与外电路间必然有能量的交换，这就是无功。由于逆变器的直流输入与交流输出间有无功功率的流动，所以必须在直流输入端设置储能元件来缓冲无功的需求。在交一直一交变频电路中，直流环节的储能元件往 往被当作滤波元件来看待，但它更有向交流负载提供无功功率的重要作用。 根据直流输入储能元件类型的不同，逆变电路可分为两种类型：
3.3V转5V的双向电平转换电路 说说所有的电平转换方法，你自己参考～ (1) 晶体管+上拉电阻法 就是一个双极型三极管或MOSFET，C/D极接一个上拉电阻到正电源，输入电平很灵活，输出电平大致就是正电源电平。 (2) OC/OD 器件+上拉电阻法 跟1) 类似。适用于器件输出刚好为OC/OD 的场合。 (3) 74xHCT系列芯片升压(3.3V→5V) 凡是输入与5V TTL 电平兼容的5V CMOS 器件都可以用作3.3V→5V 电平转换。 ——这是由于3.3V CMOS 的电平刚好和5V TTL电平兼容（巧合），而CMOS 的输出电平总是接近电源电平的。 廉价的选择如74xHCT(HCT/AHCT/VHCT/AHCT1G/VHCT1G/...) 系列(那个字母 T 就表示TTL 兼容)。 (4) 超限输入降压法(5V→3.3V, 3.3V→1.8V, ...) 凡是允许输入电平超过电源的逻辑器件，都可以用作降低电平。 这里的"超限"是指超过电源，许多较古老的器件都不允许输入电压超过电源，但越来越多的新器件取消了这个限制(改变了输入级保护电路)。 例如，74AHC/VHC 系列芯片，其datasheets 明确注明"输入电压范围为0~5.5V"，如果采用3.3V 供电，就可以实现5V→3.3V 电平转换。 (5) 专用电平转换芯片 最著名的就是164245，不仅可以用作升压/降压，而且允许两边电源不同步。这是最通用的电平转换方案，但是也是很昂贵的(俺前不久买还是￥45/片，虽是零售，也贵的吓人)，因此若非必要，最好用前两个方案。 (6) 电阻分压法 最简单的降低电平的方法。5V电平，经1.6k+3.3k电阻分压，就是3.3V。 (7) 限流电阻法 如果嫌上面的两个电阻太多，有时还可以只串联一个限流电阻。某些芯片虽然原则上不允许输入电平超过电源，但只要串联一个限流电阻，保证输入保护电流不超过极限(如74HC 系列为20mA)，仍然是安全的。 (8) 无为而无不为法 只要掌握了电平兼容的规律。某些场合，根本就不需要特别的转换。例如，电路中用到了某种5V 逻辑器件，其输入是3.3V 电平，只要在选择器件时选择输入为TTL 兼容的，就不需要任何转换，这相当于隐含适用了方法3)。 (9) 比较器法 算是凑数，有人提出用这个而已，还有什么运放法就太恶搞了。 那位说的可以～但我分析你也不是非要芯片不可吧？尽量节约成本啊～ 3.3V转5V 电平转换方法参考 电平转换
实验报告 课程名称微机原理与接口技术 实验项目实验五 数/模转换器和模/数转换器实验实验仪器 TPC-USB通用微机接口实验系统 系别计算机系 专业网络工程 班级/学号 学生 _ 实验日期 成绩_______________________ 指导教师王欣
实验五数/模转换器和模/数转换器实验 一、实验目的 1. 了解数/模转换器的基本原理，掌握DAC0832芯片的使用方法。 2. 了解模/数转换器的基本原理，掌握ADC0809的使用方法。 二．实验设备 1.PC微机系统一套 2.TPC-USB通用微机接口实验系统一套 三．实验要求 1．实验前要作好充分准备，包括程序框图、源程序清单、调试步骤、测试方法、对运行结果的分析等。 2．熟悉与实验有关的系统软件（如编辑程序、汇编程序、连接程序和调试程序等）使用方法。在程序调试过程中，有意识地了解并掌握TPC-USB通用微机接口实验系统的软硬件环境及使用，掌握程序的调试及运行的方法技巧。 3．实验前仔细阅读理解教材相关章节的相关容，实验时必须携带教材及实验讲义。 四．实验容及步骤 （一）数/模转换器实验 1．实验电路原理如图1，DAC0832采用单缓冲方式，具有单双极性输入端(图中的Ua、Ub),编程产生以下锯齿波(从Ua和Ub输出，用示波器观察) 图1 实验连接参考电路图之一 编程提示： 1. 8位D/A转换器DAC0832的口地址为290H，输入数据与输出电压的关系为：
(UREF表示参考电压,N表示数数据)，这里的参考电压为ＰＣ机的＋５Ｖ电源。 2. 产生锯齿波只须将输出到DAC0832的数据由0循环递增。 3. 参考流程图（见图2）: 图2 实验参考流程图之一 （二）模/数转换器 1. 实验电路原理图如图3。将实验（一）的DAC的输出Ua，送入ADC0809通道1(IN1)。 图3 实验连接参考电路图之二 2. 编程采集IN1输入的电压,在屏幕上显示出转换后的数据(用16进制数)。编程提示： 1. ADC0809的IN0口地址为298H，IN1口地址为299H。 2. IN0单极性输入电压与转换后数字的关系为：
5V到3V3的电平转换-串口通信 一、电平转换电路 下面来分析一下电路的设计思路： https://www.doczj.com/doc/259049869.html,/BLOG_ARTICLE_244240.HTM 首先声明一下：这个电路是从3V3的角度考虑的！ 1、接收通道 我们首先来明确一下数据流向（其实就是电平驱动方向），接收通道是由5V方驱动的（Source），3V3方只是取电平（Sink），因此TXD5V作为此通道的输入方，RXD3V3作为通道的输出方。 我们知道，三极管（开关型）集电极输出驱动能力不错，我们就设计为集电极输出；但是，只有一个三极管是不行的，因为集电极输出的时候，基极电平和集电极逻辑是相反的；那么，加一个反相器？没必要，那是另外一种电平转换的方法了，我们只需要再使用一个三极管，基极接前级输出就可以了。这样，逻辑转换就完成了，当输入低电平时，Q1截止，集电极输出高电平，Q2导通，集电极输出低电平。同理，高电平分析是一样的。 逻辑转换完成了，那么就是电平的问题了。这很好解决，输入方为5V逻辑，那么就给它一个VCC5，3V3逻辑高电平需要一个3V3，那么就给一个VCC3V3；OK！ 2、发送通道 分析完接收通道，发送通道的原理其实也是一样的，就不详细介绍了。 3、结论 其实如果稍微熟悉电子电路知识的人看来，这个电路实在太简单，正因为如此，我才要强调，基础很重要！否则，一个系统的设计会在这些小地方卡住。 二、电平问题： 单片机手册————电气特性 常用逻辑电平：12V，5V，3.3V； 1.TTL电平： 输出高电平>2.4V,输出低电平<0.4V。在室温下，一般输出高电平是3.5V，输出低电平是0.2V。最小输入高电平和低电平：输入高电平>=2.0V，输入低电平<=0.8V，噪声容限是0.4V。
ZY250V真有效值数字电压表 深圳市凌雁电子有限公司一．概述： 普通数字直流电压表自然只能测量直流电压，欲需测量交流电压必须增加AC/DC转换电路，一般的交流电压表为降低成本和简化电路，均使用简易的平均值响应交流/直流转换器。常用的平均值响应AC/DC转换器是运算放大器和二极管组成的半波（或全波）线性整流电路，这种电路具有线性度好、准确度高、电路简单、成本低廉等优点。但是这种电路是按照正弦波平均值与有效值的关系 (V RMS=1.111V p)来定义的，因此这类电表只能测量正弦波电压。 平均值AC/DC转换的电压表智能测量无失 真的正弦波电压，对于正弦波失真的交流电压， 这类电表测量就会引起误差，更不能测量方波、 矩形波、三角波、锯齿波、梯形波、阶梯波等 非正弦波，利用真有效值数字仪表可准确测量 各种波形的有效值，满足现代电子测量之需要。 二．真有效值数字仪表的基本原理： 所谓真有效值即为“真正有效值”之 意，英文缩写为“TRMS”，有的文献也称为真 均方根值，我们先回忆一下交流电压的有效值 的表达式，它的定义如下： 我们对式（1）进行变换，两边平方，并令，就得到真有效值电压的另一种表达式 从（3）式即得，对输入电压依次进行“取绝对值→平方/除法→取平均值”运算，也能得到交流电压的有效值，而且这公式更有使用价值。举例说明：假如要测量一电压变化范围是0.1V-10V，平方后u2=10mV—100V，这就要求平方器具有相当大的动态范围（10000：1），这样的平方电路误差就可能超过1mV，要平方器能输出100V的电压，技术上是难以实现的。如果使用式（3）的既便于设计电路，也能保证了准确度。因此，目前大多数的集成单片真有效值/直流转换器均采用式（3）的原理而设计。 真有效值仪表的的核心器件是TRMS/DC转换器。现在市场上这类单片的集成芯片很多，真有效值
本科生实验报告 实验名称：数模转换器DAC0832双缓冲输出设计 一、实验目的 1）了解DAC0832芯片引脚、内部结构及工作原理； 2）掌握应用单片机I/O端口控制DAC0832实现数模转换的方法； 3）掌握DAC0832单缓冲和双缓冲控制技术及编程设计方法； 二、实验原理 DAC0832是8位分辨率的数模转换集成芯片，内部采用倒T形网络，电流型输出模式，电流输出稳定时间为1us，采用单电源供电。 片内部由一个8位输入锁存器、一个8位DAC寄存器和一个8位D/A转换器构成，内部具有双缓冲结构，可以实现单缓冲、双缓冲数字输入。 双缓冲同步控制方式： 针对多个模拟量需要同时输出的控制系统，可以采用双缓冲同步控制方式。D/A转换数据的输入锁存和D/A转换输出分两步完成。首先，CPU分时向各路D/A转换器输入要转换的数字量并锁存在各自的输入锁存器中，然后，CPU同时对所有D/A转换器发出输入所存数据打入DAC寄存器的控制信号，即可实现
多通道的同步模拟量数据输出。 应用双缓冲方式，可以在输出模拟信号的同时采集下一个数字量，有效地提高转换速度。另外，可以在多个D/A转换器同时工作时，利用双缓冲模式实现多路D/A的同步输出。 三、实验内容 通过单片机I/O端口控制两路DAC0832实现数模转换，控制方式采用双缓冲控制方式。 1.阅读理解双缓冲控制电路图，分析双缓冲模式下DAC0832与单片机接口电路的设计及两次DA转换实验在控制电路上的异同。 2.设计程序，实现双缓冲模式下DA转换的同步输出。 首先，CPU分时向各路D/A转换器输入要转换的数字量并锁存在各自的输入锁存器中，然后，通过按键控制，同时对两个DAC0832锁存数据进行数模转换，同步产生三角波、正弦波模拟输出信号。 四、实验过程 1，实验原理图 2，实验源程序 #include
3.1 应用举例－应用SN74LVC2G07实行电平转换 图6显示了SN74LVC2G07一个Buffer作1.8V到5V的转换，另一Buffer 作3.3V到1.8V的转换。 器件的电源电压为1.8V。它可以保证器件将输入最低的VIH识别为有效的高电平。输出上拉电阻的最小值取决于器件开漏脚的最大灌电流能力（maximum current-sinking capability Iol max）。而最大灌电流能力是受限于输出信号的最大允许的上升时间的。 Rpu(min)＝（Vpu-Vol）/ Iol(max) 对于图6中的SN74LVC2G07，假设Vpu1=5V±0.5V，Vpu2=1.8V±0.15V，而且电阻的精度为5% Rpu1(min)＝((5.5V-0.45V)/4mA)×(1/0.95)=1.33kΩ 最接近的标称值为1.5kΩ。 Rpu2(min)＝（（1.8V-0.45V）/4mA）×（1/0.95）＝394.73Ω 最接近的标称值为430Ω。 图7显示了在不同上拉电阻值的情况下具有10pF容性负载情况下的输出波形。当上拉电阻值增大后，输出信号的上升时间也增加了。
3.2 不要在CMOS 驱动的输出端加上拉电阻
在电平转换时，系统设计者不能在CMOS器件的输出端加上拉电阻。这种作法有很多弊端，应该避免使用。一个问题是在输出为低时增加了功耗。当CMOS 驱动输出为高是也会产生另一个危害。高电平的电源会通过上拉电阻对低电平电源灌电流。此时，下部的N沟道晶体管是关闭的，上部的P沟道晶体管是导通的。电流灌入低电平的电源会产生无法预料的后果。 4 FET开关 TI的CB3T,CBT,CBTD和TVC系列的总线开关可以用作Level-shifter。FET开关非常适用于不需要电流驱动并有很短传播时延的电平转换应用。 FET开关的好处： ●很短的传播时延 ●TVC器件（或者将CBT 器件配置为TVC）不用方向控制就可以实现双向电平转换 TI的CB3T系列器件可以用于5V到3.3V转换。图9显示了CB3T器件用作双向电平转换的一些应用。
真有效值数字仪表的基本原理 电子知识2015年10月23日深圳华强北华强集团2号楼7楼电池管理系统能实时监控电池状态，延长电池续航时间、避免电池过充过放的情况出现，在电子产品中起着至关重要的作用。特别是可穿戴设备的兴起对电池管理系统提出新的挑战，此次“消费电子电池管理系统技术论坛”，我们将邀请业界领先的半导体厂商、方案设计商与终端产品制造商，共探消费电子电池管理系统市场发展趋势及创新技术，助力设计/研发工程师显著改进电池管理系统，进而从技术的层面为业界解决电子产品的电池续航问题。立即报名>> IBIS模型是一种基于V/I曲线对I/O BUFFER快速准确建模方法，是反映芯片驱动和接收电气特性一种国际标准，它提供一种标准文件格式来记录如驱动源输出阻抗、上升/下降时
间及输入负载等参数，非常适合做振荡和串扰等高频效应计算与仿真。IBIS本身只是一种文件格式，它说明在一标准IBIS文件中如何记录一个芯片驱动器和接收器不同参数，但并不说明这些被记录参数如何使用，这些参数需要使用IBIS模型仿真工具来读取。欲使用IBIS进行实际仿真，需要先完成四件工作：获取有关芯片驱动器和接收器原始信息源；获取一种将原始数据转换为IBIS格式方法；提供用于仿真可被计算机识别布局布线信息；提供一种能够读取IBIS和布局布线格式并能够进行分析计算软件工具。IBIS模型优点可以概括为：在I/O非线性方面能够提供准确模型，同时考虑了封装寄生参数与ESD结构；提供比结构化方法更快仿真速度；可用于系统板级或多板信号完整性分析仿真。可用IBIS模型分析信号完整性问题包括：串扰、反射、振荡、上冲、下冲、不匹配阻抗、传输线分析、拓扑结构分析。IBIS尤其能够对高速振
1-Wire?双向电平转换器(1.8V至5V)参考设计 Stewart Merkel 摘要：设计人员要求1-Wire主机IO采用漏极开路架构，工作在1.8V。而多数1-Wire 从器件无法工作在1.8V。本应用笔记介绍了实现1.8V 1-Wire主机与5V 1-Wire从器件之间电平转换的参考设计(RD)。该参考设计用于驱动典型的1-Wire从器件，利用MAX3394E 电平转换器实现电平转换。 引言 FPGA、微处理器、DS2482-100和DS2480B是常见的1-Wire主机器件。1-Wire/iButton?从器件由Maxim生产，该系列器件的典型工作电压为2.8V至5.25V。过去，传统的1-Wire 主机和从器件均采用5V漏极开路逻辑。 现在，设计人员需要1-Wire主机IO提供1.8V的漏极开路逻辑。而大部分1-Wire从器件可以安全地工作在5V，它们中的绝大多数无法工作在1.8V。需要一个双向电平转换器克服这种限制。本参考设计(RD)采用Maxim?的MAX3394E双向电平转换器，用于解决这类应用中的问题。 电平转换器 MAX3394E双向电平转换器采用8引脚、3mm x 3mm TDFN封装。借助其内部摆率增强电路，可理想用于大电容负载驱动。1-Wire从器件电容负载通常大于500pF。MAX3394E的VCC I/O引脚具有±15kV HBM (人体模式)静电保护，为1-Wire主机提供保护。1-Wire总线通常用于连接外部世界，HBM保护是基本需求。推荐在上拉电阻(R3)、可选择的强上拉电路以及1-Wire从器件处使用DS9503P以增强ESD保护。 应用电路 图1所示电路利用MAX3394E实现1.8V至5V双向电平转换，系统采用漏极开路端口。 图1. 1-Wire双向电平(1.8V至5V)转换器电路原理图，注意，引脚I/O VL和I/O VCC 具有10kΩ内部上拉。 该参考设计的BOM (材料清单)如表1所示。