同步整流技术

同步整流技术6.2 同步整流技术作为整流电路的主要元件，通常用的是整流二极管（利用它的单向导电特性），它可以理解为一种被动式器件：只要有足够的正向电压它就开通，而不需要另外的控制电路。

但其导通压降较高，快恢复二极管（FRD）或超快恢复二极管（SRD）可达1.0～1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管（SBD），也会产生大约0.6V的压降。

这个压降完全是做的无用功，并且整流二极管是一种固定压降的器件，举个例子：如有一个管子压降为0.7V，其整流为12V时它的前端要等效12.7V电压，损耗占0.7/12.7≈5.5%.而当其为3.3V整流时，损耗为0.7/4（3.3+0.7）≈17.5%。

可见此类器件在低压大电流的工作环境下其损耗是何等地惊人。

这就导致电源效率降低，损耗产生的热能导致整流管进而开关电源的温度上升、机箱温度上升，有时系统运行不稳定、电脑硬件使用寿命急剧缩短都是拜这个高温所赐。

同步整流技术采用通态电阻极低的电力MOSFET来取代整流二极管，能大大降低整流电路的损耗，提高DC/DC变频器的效率，满足低压、大电流整流器的需要。

DC/DC变换器的损耗主要由三部分组成：功率开关管的损耗，高频变压器的损耗，输出整流管的损耗。

在低电压、大电流输出的情况下，整流二极管的导通压降较高，输出端整流管的损耗尤为突出。

快恢复二极管或超快恢复二极管可达1.0~1.2V，即使采用低压降的肖特基二极管，也会产生0.4V~0.8V的压降，导致整流损耗增大，电源效率降低。

因此。

传统的二极管整流电路已无法满足实现低电压、大电流开关电源高效率、小体积的需要，成为制约DC/DC变频器提高效率的瓶颈。

作为取代整流二极管以降低整流损耗的一种新器件，功率MOSFET属于电压控制型器件，它在导通时的伏安特性呈线性关系。

因为用功率MOSFET做整流器时，要求栅极电压必须与被整流电压的相位保持同步才能完成整流功能，故称之为同步整流。

它可以理解为一种主动式器件，必须要在其控制极（栅极）有一定电压才能允许电流通过，这种复杂的控制要求得到的回报就是极小的电流损耗。

根据同步整流管控制方式的不同，可将同步整流器分为两类：外部驱动式同步整流器和自驱动式同步整流器。

外部驱动式同步整流器的门极驱动电压需要从附加的外设驱动电路获得。

为了实现同步，驱动电路必须由变换器主开关管的驱动信号来加以控制，外驱动电路可以提供较精确的控制时序。

现在已开发出一些外部驱动控制集成电路，如IR1175、MW系列IC等。

外部驱动同步整流的缺点是：驱动电路复杂，需要有控制检测、定时逻辑、同步变压器等。

驱动电路有损耗，价格贵，开发周期长等等，限制了外部驱动同步整流技术的广泛应用。

自驱动式同步整流器又分为电压驱动型(voltage driven)同步整流器和电流驱动型同步整流器。

电流驱动同步整流器通过检测流过同步整流管的电流，确定是否开通还是关断同步整流管，因此，它需要电流检测器件，比如电流互感器，或者采用自带电流检测的功率 MOSFET 及其辅助控制和驱动电路。

电流同步整流器的主要优点是拓扑结构独立，可以直接替代任何开关变换器中的二极管，具有极强通用性。

电压驱动同步整流器驱动电压信号来自变压器辅助绕组或者电感耦合绕组，同步整流管根据变压器辅助绕组或者电感耦合绕组电压极性自动开通或关断，结构简单、经济高效，成为目前受到广泛关注的同步整流器驱动技术。

6.2.1电压自驱动同步整流1 工作原理图12.12是采用电压驱动同步整流双管正激变换器的原理图，工作原理如下：当主开关管1Q 和 4Q 都开通时，变压器副边电压为正，同步整流管 1S 的门极承受正电压导通；2S 的门极承受负电压关断。

此时，负载电流流经同步整流管1S 。

当主开关管1Q 和 4Q 都关断时，变压器副边电压为负，同步整流管 2S 的门极承受正电压导通；1S 的门极承受负电压关断。

此时，负载电流流经同步整流管2S 。

图6.12 电压驱动同步整流原理图从对传统双管正激变压器基本原理的分析中，我们可以知道，在主开关管1Q 和 4Q 都关断时，变压器开始磁复位。

在下一个开关周期开始时，磁复位必须结束，否则变压器发生磁偏滞而逐渐饱和，不能继续传递能量。

假设在下一个开关周期开通之前的某一时刻，变压器磁复位结束，变压器副边电压为 0。

变压器副边电压为 0 至下一个开关周期开始的这段时间称为死区时间。

在死区时间内 1S 和 2S 的门极电压0，因此都不能导通。

这时候，负载电流流经续流同步整流管 2S 的体二极管，而不是功率MOSFET 。

为了优化驱动波形，可以采用分离的辅助绕组来分别驱动两个同步整流管，比起传统的副边绕组直接驱动的同步整流变换器来说， 这种驱动方式无工作电流通过驱动绕组，因此不需要建立输出电流的时间，MOSFET 能够迅速开通，开通时的死区时间即体二极管导通的时间减少了一半，另一方面驱动电压不只局限于副边电压，可以通过调整辅助线圈来得到合适的驱动电压。

存在的问题及改进方法传统电压驱动同步整流器的主要优点是拓扑结构简单、成本低，因而应用非常广泛。

但是，传统电压驱动同步整流器也存在一些问题。

死区时间内续流同步整流管的体二极管的导通问题。

通过上一节的分析我们知道，在变压器磁复位结束后的死区时间内，输出电流流经续流管 2S 的体二极管。

MOSFET 体二极管的反向恢复特性差，正向导通压降很高（约为 1V ），远大于整流管本身的正向压降，导通损耗非常大，这就大大降低了同步整流电路的效率。

为了解决死区时间内体二极管的导通问题，出现了多种解决方案。

可以在续流同步整流管漏极和源极间并联肖特基二极管，或采用有源箝位技术。

当同步整流管并联肖特基二极管时，因为肖特基二极管导通压降比普通二极管低，可以代替 2S 的体二极管续流，然而在这种情况下同步整流的优越性就得不到体现。

在 0t 时刻前，输入信号 in V 为 0，开关 S 关断。

电容 C 的初始电压为 0；在 0t 时刻，输入信号 in V 为正，通过二极管 D 对电容 C 正向充电；1t 时刻，输入信号in V 为0，二极管 D 承受反向电压截止，只要开关 S 保持关断，电容 C 上的电荷得以保持，C V 维持高电平；在 2t 时刻，开关 S 导通，电容 C 通过开关 S 放电，V 变为 0。

如果 C 是同步整流管的门极寄生电容，S 是一个辅助开关，那么在1t 到 2t 这段时间内，当输入驱动信号 in V 降为 0，同步整流管的门极电压仍可保持为高电平。

图6.13给出了门极电荷保持电压驱动同步整流器应用在双管正激变换器的原理电路，3S 和 D 用来实现门极电荷保持。

图6.13 门极电荷保持电压驱动同步整流器2 电感电流断流模式(DCM)下的环路电流损耗问题。

根据对传统双管正激变换器稳态分析可知，变换器在稳定运行时存在两种可能的运行状态：连续传导模式 CCM 和非连续传导DCM 。

当负载电流 0I 减小到临界输出电流 0I 以下时，对于副边采用传统二极管续流工作的正激变换器来说，将会出现电感电流断续的工作情况，变换器进入 DCM 模式。

但是当副边采用同步整流工作时，由于续流 MOSFET 的双向导通的特性，使得此时的电感电流能够反向，产生环流，如图6.14所示，有了环流就会产生环流能量。

这个能量的大小和输出滤波电感有关，输出滤波电感越小，环流就会越大，环流能量越大，损耗也越大。

所以由于同步整流器不能从 CCM 模态自动切换到 DCM 模态，轻载时就会产生很大的环流损耗。

环流损耗、开关驱动损耗和开关损耗使得变换器的轻载时的效率较低。

值得注意的是，续流 MOSFET 一定要在反向电流产生前截止。

如果已经产生了反向电流以后才使 MOSFET 截止，此时反向电流迅速下降，产生很大的 t i d d ，会在续流 MOSFET 源极和漏极两端产生很高的电压尖峰，这个电压尖峰甚至可能高于MOSFET 的耐压，使续流 MOSFET 击穿，在这种控制方下，重载时由续流同步整流管续流，轻载时由肖特基管续流，电感电流将进入 DCM 模式，这样减少了导通损耗，提高了轻载时变换器的效率。

图6.14 有环路电流的连续传导模式6.2.2 环路电流抑制为了避免电感电流轻载时反向形成环路电流，可以采用如图12.15所示的电路。

dd V 为一基准电压，1R 和 2R 分压后产生一个电压给定值输入比较器的同向输入端，比较器的反向输入端接在输出电流取样电阻上。

当输出电流高于临界输出电流 0I 时，比较器输出高电平，主开关管截止期间，三极管 Q 导通，高电位加至续流管 2S 门极，2S 导通续流；当输出电流低于临界电流 0I 时，比较器输出低电位，Q 截止，2S 没有驱动信号而截止，这个时候的续流工作就交由与 2S 并联的肖特基管 2S D 完成，由于肖特基的单向导电性避免了环路电流的形成。

值得注意的是，续流 MOSFET 一定要在反向电流产生前截止。

如果已经产生了反向电流以后才使 MOSFET 截止，此时反向电流迅速下降，产生很大的 t i d d ，会在续流 MOSFET 源极和漏极两端产生很高的电压尖峰，这个电压尖峰甚至可能高于MOSFET 的耐压，使续流 MOSFET 击穿。

在这种控制方式下，重载时由续流同步整流管续流，轻载时由肖特基管续流，电感电流将进入 DCM 模式，这样减少了导通损耗，提高了轻载时变换器的效率。

图6.15 环路电流抑制电路6.2.3用于同步整流的功率MOSFET 最新进展为满足高频、大容量同步整流电路的需要，近年来一些专用功率MOSFET不断问世，典型产品有FAIRCHILD公司生产的NDS8410型N沟道功率MOSFET，其通态电阻为0.015Ω。

Philips公司生产的SI4800型功率MOSFET是采用TrenchMOS TM技术制成的，其通、断状态可用逻辑电平来控制，漏－源极通态电阻仅为0.0155Ω。

IR公司生产的IRL3102（20V／61A）、IRL2203S（30V／116A）、IRL3803S（30V／100A）型功率MOSFET，它们的通态电阻分别为0.013Ω、0.007Ω和0.006Ω，在通过20A电流时的导通压降还不到0.3V。

这些专用功率MOSFET的输入阻抗高，开关时间短，现已成为设计低电压、大电流功率变换器的首选整流器件。

最近，国外IC厂家还开发出同步整流集成电路（SRIC）。

例如，IR公司最近推出的IR1176就是一种专门用于驱动N沟道功率MOSFET的高速CMOS控制器。

IR1176可不依赖于初级侧拓扑而单独运行，并且不需要增加有源箝位（active clamp）、栅极驱动补偿等复杂电路。

IR1176适用于输出电压在5V以下的大电流DC／DC变换器中的同步整流器，能大大简化并改善宽带网服务器中隔离式DC／DC变换器的设计。