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一种新颖的SVPWM过调制方法(翻译)讲解

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SVPWM的原理及法则推导

SVPWM的原理及法则推导


T 0
U ref d t

Tx 0
U xdt

Tx T y
Tx
U ydt

T
Tx T y
* U0 dt
(1-5)
或者等效成下式：
U ref * T U x * Tx U y * T y U 0 * T0
(1-6)
其中，Uref 为期望电压矢量；T 为采样周期；Tx、Ty、T0 分别为 对应两个非零电压矢量 Ux、Uy 和零电压矢量 U0 在一个采样周期的 作用时间；其中 U0 包括了 U0 和 U7 两个零矢量。式(1-6)的意义是， 矢量 Uref 在 T 时间内所产生的积分效果值和 Ux、Uy、U0 分别在时 间 Tx、Ty、T0 内产生的积分效果相加总和值相同。 由于三相正弦波电压在电压空间向量中合成一个等效的旋转电 压，其旋转速度是输入电源角频率，等效旋转电压的轨迹将是如图
第 4 页 共 19 页
1-3 所示的圆形。所以要产生三相正弦波电压，可以利用以上电压向 量合成的技术，在电压空间向量上，将设定的电压向量由 U4(100)位 置开始，每一次增加一个小增量，每一个小增量设定电压向量可以用 该区中相邻的两个基本非零向量与零电压向量予以合成， 如此所得到 的设定电压向量就等效于一个在电压空间向量平面上平滑旋转的电 压空间向量，从而达到电压空间向量脉宽调制的目的。
表 1-2 UREF 所在的位置和开关切换顺序对照序 UREF 所在的位置 开关切换顺序 三相波形图
Ⅰ区（0°≤θ≤60°）
…0-4-6-7-7-6-4-0…
Ⅱ区（60°≤θ≤120°）
…0-2-6-7-7-6-2-0…
Ⅲ区（120°≤θ≤180°）
…0-2-3-7-7-3-2-0…

三电平逆变器SVPWM控制策略的研究

三电平逆变器SVPWM控制策略的研究

三电平逆变器SVPWM控制策略的研究一、本文概述随着电力电子技术的快速发展，逆变器作为高效、可靠的电力转换装置，在新能源发电、电机驱动、无功补偿等领域得到了广泛应用。

其中，三电平逆变器因其输出电压波形质量好、开关损耗小、动态响应快等优点，受到了研究者的广泛关注。

空间矢量脉宽调制（Space Vector Pulse Width Modulation, SVPWM）作为一种先进的调制策略，通过合理分配三相桥臂的开关状态，可以实现对输出电压波形的精确控制，进一步提高逆变器的性能。

本文旨在深入研究三电平逆变器的SVPWM控制策略，通过理论分析和实验验证，探索其在实际应用中的优化方法和潜在问题。

文章首先介绍了三电平逆变器的基本结构和工作原理，为后续的控制策略分析奠定基础。

随后，详细阐述了SVPWM的基本原理和实现方法，包括空间矢量的定义、合成和分配等关键步骤。

在此基础上，本文重点分析了三电平逆变器SVPWM控制策略的优化方法，包括减小开关损耗、提高直流电压利用率、改善输出电压波形质量等方面。

本文还通过实验验证了三电平逆变器SVPWM控制策略的有效性。

通过搭建实验平台，测试了不同控制策略下的逆变器性能，包括输出电压波形、开关损耗、动态响应等指标。

实验结果表明，采用SVPWM控制策略的三电平逆变器在各方面性能上均表现出明显的优势，验证了本文研究的有效性和实用性。

本文总结了三电平逆变器SVPWM控制策略的研究现状和未来发展趋势，为相关领域的进一步研究提供了有益的参考。

二、三电平逆变器的基本原理三电平逆变器是一种在电力电子领域中广泛应用的电能转换装置，其基本原理在于利用开关管的导通与关断，实现直流电源到交流电源的高效转换。

与传统的两电平逆变器相比，三电平逆变器在输出电压波形上拥有更高的精度和更低的谐波含量，因此在大规模电力系统和电机驱动等领域具有显著优势。

三电平逆变器的基本结构通常包括三个直流电源、六个开关管以及相应的控制电路。

基于叠加原理的svpwm过调制算法

基于叠加原理的svpwm过调制算法

基于叠加原理的svpwm过调制算法
基于叠加原理的svpwm过调制算法是一种用于控制电机的矢量调制技术，通过在正常svpwm算法的基础上添加过调制信号，在一定程度上提高了电机的性能。

svpwm算法是一种用于生成三相电压的控制方法，通过调节三相电压的大小和相位，实现对电机的转速和转矩的控制。

基于叠加原理的svpwm过调制算法在svpwm算法的基础上，增加了过调制信号。

过调制信号是一种高频信号，在svpwm算法中与正常的三相电压信号叠加，使得输出的电压具有更高的频率分量。

这样可以提高电机的输出效果，提高其响应速度和转矩响应能力，减少电机转速递减时的电流重构。

具体实现过程如下：
1. 根据电机的输入电压和频率，计算出正常的svpwm的三相电压波形。

2. 生成过调制信号，可以是一段高频正弦波或三角波。

3. 将过调制信号与svpwm的三相电压波形进行叠加。

4. 对叠加后的信号进行幅值限制，使得幅值在电机的输入电压范围内。

5. 将叠加后的信号送入电机的驱动器，实现对电机的控制。

通过添加过调制信号，可以改善电机的输出效果，提高其性能指标，但同时也会增加电机系统的复杂性和成本。

因此，在应用过调制算法时，需要综合考虑电机的性能需求和系统的可行性。

SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解第五修改版

SVPWM的原理及法则推导和控制算法详解第五修改版

一直以来对SVPWM原理和实现方法困惑颇多，无奈现有资料或是模糊不清，或是错误百出。

经查阅众多书籍论文，长期积累总结，去伪存真，总算对其略窥门径。

未敢私藏，故公之于众。

其中难免有误，请大家指正，谢谢！空间电压矢量调制 SVPWM 技术SVPWM是近年发展的一种比较新颖的控制方法，是由三相功率逆变器的六个功率开关元件组成的特定开关模式产生的脉宽调制波，能够使输出电流波形尽可能接近于理想的正弦波形。

空间电压矢量PWM与传统的正弦PWM不同，它是从三相输出电压的整体效果出发，着眼于如何使电机获得理想圆形磁链轨迹。

SVPWM 技术与SPWM相比较，绕组电流波形的谐波成分小，使得电机转矩脉动降低，旋转磁场更逼近圆形，而且使直流母线电压的利用率有了很大提高，且更易于实现数字化。

下面将对该算法进行详细分析阐述。

SVPWM基本原理SVPWM 的理论基础是平均值等效原理，即在一个开关周期内通过对基本电压矢量加以组合，使其平均值与给定电压矢量相等。

在某个时刻，电压矢量旋转到某个区域中，可由组成这个区域的两个相邻的非零矢量和零矢量在时间上的不同组合来得到。

两个矢量的作用时间在一个采样周期内分多次施加，从而控制各个电压矢量的作用时间，使电压空间矢量接近按圆轨迹旋转，通过逆变器的不同开关状态所产生的实际磁通去逼近理想磁通圆，并由两者的比较结果来决定逆变器的开关状态，从而形成PWM 波形。

逆变电路如图 2-8 示。

设直流母线侧电压为dcU ，逆变器输出的三相相电压为AOU 、BOU 、COU ，其分别加在空间上互差120°的三相平面静止坐标系上，可以定义三个电压空间矢量AOu 、BOu 、COu ，它们的方向始终在各相的轴线上，而大小则随时间按正弦规律做变化，时间相位互差120°。

假设mU 为相电压基波峰值，f 为电源频率，则有：(2(2(23)(2()cos ()2()cos(23)[]2()cos(2[]2j tj t m AO m j t j t m BO m j t j t m CO m U U t U t e e U U t U t e e U U t U t e e ωωωπωπωπωπωωπωπ----+-+==+=-=+=+=+（1-1）在三相静止坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为0232s (23)(23)23(23)(223(2(23)()()()()()()()()[]22[]2[]232j j j AO BO CO AO BO CO j t j t j t j t j m m j t j t j m j t j t j t j t j t j t m m t t t t U t e U t e U t e U Ue e e e e U e e e U e e e e e e U e ππωωωπωππωπωππωωωωπωωπ-----+-+---+--=++=++=+++++=+++++=u u u u j tω在αβ坐标系下（此处用到的clark 变换或称3/2变换为等幅值变换）, α轴和β轴合成适量的分量如下,11cos 1cos 222cos(23)sin 3cos(23)022m r m m r m U t u t U t U u t U t αβωωωπωωπ⎡⎤⎡⎤--⎢⎥⎡⎤⎡⎤⎢⎥⎢=-=⎢⎥⎢⎥⎢⎥⎢⎣⎦⎣⎦⎢⎥+-⎣⎦⎢⎣⎦此坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为s ()j tm t U e ω=u（1-2）在αβ坐标系下（此处用到的clark 变换或称3/2变换为等功率变换）此坐标系下，三相电压空间矢量相加的合成空间矢量s ()t u 为s ()j t m t e ω=u（1-3）可见s ()t u 是一个旋转的空间矢量，且以角频率ω=2πf 按逆时针方向匀速旋转的空间矢量，而空间矢量s ()t u 在三相坐标轴（a ，b ，c ）上的投影就是对称的三相正弦量。

空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）

空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）

空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）空间矢量脉宽调制技术（SVPWM）在交流变频控制系统中的应用越来越广泛，提高SVPWM模块的可复用性、可靠性、并缩短其开发周期成为重要研究课题。

现场可编程门阵列（Field Programmable Gate Arrays）具有简洁、经济、高速度、低功耗等优势，又具有全集成化、适用性强、开发周期短等优点，利用FPGA 实现SVPWM可以提高SVPWM的可复用性，有重要的现实意义。

本文给出了基于DSP和FPGA的交流变频控制系统的硬件设计方案，搭建了由DSP最小系统、FPGA最小系统、电流检测电路、转速和位置测量电路等组成的硬件平台，完成了印刷电路板的绘制，并对该系统进行了硬件调试。

文中介绍了电压空间矢量脉宽调制（SVPWM）原理，并重点研究了基于FPGA 的SVPWM的实现方法。

根据其算法将SVPWM按功能划分为扇区计算模块、基本电压矢量作用时间计算模块、过调制控制模块、SVPWM时间生成模块、调制波生成模块和脉冲生成模块等六个子功能模块。

先对各个子模块进行设计、仿真、验证，再将整个系统组合起来进行仿真、验证，最后在设计的硬件平台上测试了PWM波形。

最后以电机为控制对象进行了开环变频试验，电机能够正常运行，且电机定子电流为正弦波，表明基于FPGA的SVPWM模块功能正确，达到了预期的目标。

本文利用FPGA实现SVPWM，开发周期短，可移植性好，能够以IP核的形式嵌入到其它系统中去，具有很强的应用价值..……基于FPGA 的SVPWM实现方法研究SVPWM 从交流电机角度出发，控制开关，形成PWM 波，使电机中产生的实际磁链矢量逼近跟踪定子磁链给定的理想圆型磁链。

这样它能明显减小逆变器输出电流的谐波成分及电动机的谐波损耗、降低脉动转矩。

并且其控制简单，数字化方便，电压利用率高，已经成为现在电流调速中的主流发展方向。

目前实现SVPWM 的算法是使用电机控制专用DSP,例如TI 公司的TMS320F2812 或AD 公司的ADMC 系列，但这些控制器只能产生6 路或12 路得PWM 信号，不能满足多轴控制的需要，如果控制多轴系统需要增加DSP 的数量，是结构复杂，成本提高。

SVPWM算法详解(已标注重点)

SVPWM算法详解(已标注重点)

3 SVPWM的原理及实现方法随着电压型逆变器在高性能电力电子装置（如交流传动、不间断电源和有源滤波器）中的广泛应用，PWM控制技术作为这些系统的公用技术，引起人们的高度重视，并得到越来越深入的研究。

本章首先推导出SVPWM的理论依据，然后给出5段式和7段式SVPWM的具体实现方法。

3.1 SVPWM的基本原理空间矢量PWM从电机的角度出发，着眼于如何使电机获得幅值恒定的圆形旋转磁场，即磁通正弦。

它以三相对称正弦波电压供电时交流电机的理想磁通圆为基准，用逆变器不同的开关模式所产生的实际磁通去逼近基准圆磁通，并由它们比较的结果决定逆变器的开关状态，形成PWM波形。

由于该控制方法把逆变器和电机看成一个整体来处理，所得的模型简单，便于微处理器实时控制，并具有转矩脉动小、噪声低、电压利用率高的优点，因此目前无论在开环调速系统或闭环调速系统中均得到广泛的应用[2]。

设交流电机由理想三相对称正弦电压供电，有[2][14]cos2cos34cos3ssAsB ssCstuu tutωωπωπ⎡⎤⎢⎥⎢⎥⎡⎤⎢⎥⎛⎫⎢⎥=-⎢⎥⎪⎢⎥⎝⎭⎢⎥⎢⎥⎣⎦⎢⎥⎛⎫-⎢⎥⎪⎝⎭⎣⎦（3.1）其中，LU为电源线电压的有效值；LUsω电源电压的角频率，2s sfωπ=。

由于三相异步电动机的定子绕组空间上呈互差1200分布，定义电压空间矢量为2433()j jS sA sB sCU k U U e U eππ=++（3.2）其中，SU为电压空间矢量，考虑到不同的变换，k可以取不同的值，如功率不变，电压电流幅值不变等[15~18]。

所采用交流电机的定子坐标系如图3.1所示。

图3.1 交流电动机定子坐标系为了使合成空间矢量在静止三相坐标轴上的投影和分矢量相等，将k 值取为23，（这也是Park 变化所采用的系数）。

所以电压空间矢量可以表示为24332()3j j S sA sB sC U U U e U e ππ=++ （3.3）将（3.1）式中的值代入式（3.3）可得理想供电电压下的电压空间矢量23()32j t j t S m m U U e U e ωω--== （3.4）其中，m U =； 可见理想情况下，电压空间矢量为幅值不变的圆形旋转矢量。

一种应用于多电平SVPWM的过调制算法_刘贺


j = 0 →15 。参考矢量 扇区可以分为 16 个三角形 Δ j ， v * 的长度为 | v * | ， 在 α 轴下的角度为 γ。在图 3 （ b）
Topology of fivelevel NPC / H inverter
第1 期
刘
贺等： 一种应用于多电平 SVPWM 的过调制算法
9
s 中， 在 （ α0 ， β0 ） 坐标系中定义小矢量 v ， 该矢量在 α0
一种应用于多电平 SVPWM 的过调制算法
刘贺， 姜建国， 乔树通
（ 上海交通大学 电力传输与功率变换控制教育部重点实验室， 上海 200030 ）
要： 为提高多电平逆变器电压输出能力 ， 提出一种适用全调制度范围的过调制方法， 该方法是 对多电平逆变器线性调制区的扩展 。基于两电平简化算法， 根据调制度 m i （ 0 ≤ m i ≤1 ） ， 划分为三 摘 种调制模式， 即线性模式 （ 0 ≤ m i ＜ 0. 907 ） ， 过调制模式 Ⅰ （ 0. 907 ≤ m i ＜ m max2 ） 和过调制模式 Ⅱ （ m max2 ≤m i ＜ 1 ） 。过调制模式Ⅰ引入补偿因子 λ ， 补偿了系统在过调制区域的伏秒损失； 在过调模 “压频” 式Ⅱ中， 引入简化 计算， 可快速计算切换角度 α h 。 三种模式均无需存储数据及复杂的计算 ， n 公式 易于拓展至 级电平及处理器数字化实现。基于五电平 NPC / H 型逆变器， 仿真及实验表明， 在全调制度范围内， 该算法具有输出基波电压增益线性 、 谐波含量低及易于实现的特点。 关键词： 多电平； 逆变器； 空间矢量脉宽调制； 过调制； 简化两电平 DOI： 10． 15938 / j． emc． 2016． 01． 002
P 位置取决于坐标 （ v αο ， v βο ） ， 可以由整数 k1 和 k2 决定。式（ 3 ） 中， k1 表示位于直线 y + 槡 3x = 槡 3 k1 3x = 槡 3 （ k1 + 1 ） 的扇区部分， k1 = 2 ， 与 y +槡 比如， 表 示直线 A3 A5 和直线 A6 A9 中的扇区部分。 k2 表示 k2 = 直线 y = hk2 与 y = h （ k2 + 1 ） 的扇区部分， 比如， 1， 表示直线 A2 A11 和直线 A5 A12 中的在扇区部分。k1 和 k2 表示两个区域的交叉部分， 为三角形或菱形。 k1 = 2 和 k2 = 1 ， 图 4 中， 则参考矢量顶点 P 位于菱 形 A4 A7 A8 A5 区域内。 该菱形由三角形 Δ6 和 Δ7 构成。以 A4 为顶点， （ v αi ， v βi ） 为 P 的坐标， 则 （ 4） v βi = v β － k 2 h 。 → → A4 P的斜率为 v βi / v αi ， A4 A8 的斜率为槡 3 。 P 所在 → → 三角形可以由A4 P和A4 A8 的斜率比较得到。 斜率比

空间电压矢量调制svpwm技术

空间电压矢量调制svpwm技术
《空间电压矢量调制SVPWM技术》是一种可以有效提高电机控制性能的先进技术。

由于其优越的性能，它广泛应用于工业自动化，家庭应用等领域中。

本文首先回顾了空间电压矢量调制SVPWM技术的概念和基本原理，然后探讨了其优越的性能，最后讨论了其发展前景。

空间电压矢量调制SVPWM技术是一种对电机驱动进行控制的先
进技术。

基于有限能量来控制电机，它能够有效调制电机的输出电压，使用最少的能量实现最接近实际电压的结果。

它利用两个非正弦波形，可以通过不同比例的混合形成空间三角形。

它也可以有效地抑制电机电流产生的噪声和振荡，提高电机控制性能。

空间电压矢量调制SVPWM技术具有许多优越的特性。

首先，它可以更有效地控制电机的输出电压，使用最少的能量实现最接近实际电压的结果。

此外，它还可以有效地抑制电机电流产生的噪声和振荡，从而提高电机控制性能。

最后，它可以实现高效率驱动，从而减少整体系统的能量消耗。

空间电压矢量调制SVPWM技术的发展前景非常光明。

在未来的应用中，它将被广泛应用于高性能电机驱动控制，家庭应用，工业自动化等领域，体现出重要的价值和社会效益。

综上所述，空间电压矢量调制SVPWM技术是一种可以有效提高电机控制性能的先进技术。

它具有更有效的电压调制能力，可有效抑制电机电流产生的噪声和振荡，并能够实现高效率驱动，前景非常广阔。

因此，空间电压矢量调制SVPWM技术将有力地帮助我们更好地控制多
功能电机，实现更好的控制性能，为未来的应用奠定坚实的基础。

SVPWM原理 超易懂讲解演示幻灯片

» 例如：
扇 区 内 的 区 间 包 含 t1 ， t2，t7 和 t8 共4段，相 应的电压空间矢量为
u1，u2，u7 和 u8 ，即 100，110，111 和 000 共4种开关状态。
电压空间矢量的线性组合 36
（4）电压空间矢量的线性组合与控制
us
cos Tt10
t2 2T0
Ud
us sin
3t2 2T0
Ud
解 t1和 t2 ，得
t1 uscos1ussin
T0 Ud
3 Ud
(13)
t2 2 us sin
T0 3 Ud
(14) 32
（4）电压空间矢量的线性组合与控制
4) 零矢量的使用
换相周期 T0 应由旋转磁场所需的频率决定， T0 与 t1+ t2 未必相等，其间隙时间可用零矢量 u7 或 u8 来填补。为了减少功率器件的开关次数，一般 使 u7 和 u8 各占一半时间，因此
211 (7)
21
(3) 六拍阶梯波电压与正六边形空间旋转磁场
依此类推，可以写成 的通式
uit Ψi i1 ,2, 6(8)
i1i i
(9)
总之，在一个周期内，6个磁链空间矢量呈放射
状，矢量的尾部都在O点，其顶端的运动轨迹也就
是6个电压空间矢量所围成的正六边形。
22
(3) 六拍阶梯波电压与正六边形空间旋转磁场
电压空间矢量运动轨迹
在常规的 PWM 变压变频调速系统中，感应电 动机由六拍阶梯波逆变器供电，这时的电压空间 矢量运动轨迹是怎样的呢？
为了讨论方便起见，再把三相逆变器-感应电动 机调速系统主电路的原理图绘出，图中六个功率 开关器件都用开关符号代替，可以代表任意一种 开关器件。

svpwm变频调速原理 详解svpwm与SPWM区别

svpwm变频调速原理详解svpwm与SPWM区别本文主要是关于svpwm变频调速的相关介绍，并着重对svpwm与SPWM进行了详尽的区分介绍。

SVPWMSVPWM的主要思想是以三相对称正弦波电压供电时三相对称电动机定子理想磁链圆为参考标准，以三相逆变器不同开关模式作适当的切换，从而形成PWM波，以所形成的实际磁链矢量来追踪其准确磁链圆。

传统的SPWM方法从电源的角度出发，以生成一个可调频调压的正弦波电源，而SVPWM方法将逆变系统和异步电机看作一个整体来考虑，模型比较简单，也便于微处理器的实时控制。

原理普通的三相全桥是由六个开关器件构成的三个半桥。

这六个开关器件组合起来（同一个桥臂的上下半桥的信号相反）共有8种安全的开关状态。

其中000、111（这里是表示三个上桥臂的开关状态）这两种开关状态在电机驱动中都不会产生有效的电流。

因此称其为零矢量。

另外6种开关状态分别是六个有效矢量。

它们将360度的电压空间分为60度一个扇区，共六个扇区，利用这六个基本有效矢量和两个零量，可以合成360度内的任何矢量。

当要合成某一矢量时先将这一矢量分解到离它最近的两个基本矢量，而后用这两个基本矢量去表示，而每个基本矢量的作用大小就利用作用时间长短去代表。

用电压矢量按照不同的时间比例去合成所需要的电压矢量。

从而保证生成电压波形近似于正弦波。

在变频电机驱动时，矢量方向是连续变化的，因此我们需要不断的计算矢量作用时间。

为了计算机处理的方便，在合成时一般是定时器计算（如每0.1ms计算一次）。

这样我们只要算出在0.1ms内两个基本矢量作用的时间就可以了。

由于计算出的两个时间的总和可能并不是0.1ms（比这小），而那剩下的时间就按情况插入合适零矢量。

由于在这样处理时，合成的驱动波形和PWM很类似。

因此我们还叫它PWM，又因这种PWM是基于电压空间矢量去合成的，所以就叫它SVPWM了。

svpwm变频调速原理SVPWM原理电压空间矢量PWM（SVPWM）的出发点与SPWM不同，SPWM调制是从三相交流电源。

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一种新颖的SVPWM逆变器过调制技术 原文：A novel overmodulation technique for space-vector pwm inverters 有问题请联系：翻译作者：buffalo3813@gmail.com DFIG实验室 摘 要：

本文提出了一种新的空间矢量脉宽调制（PWM ）逆变器过调制技术。根据调制指数（MI），过调制范围被分成两种模式 。在模式I ，参考角度是从对应MI的参考电压的傅立叶级数展开式中取得的。在模式二中，保持角度也从相同的方式取得。从图形上容易理解，该策略产生输出电压与MI是线性关系的，最大电压为6拍阶梯波的基波电压。角度与MI的关系可查表或实时计算来分段线性化。此外，分析了输出电压的谐波成分和总谐波失真系数THD。该方法被应用到感应电动机的V / f控制，实验证明了从线性控制范围到到6拍阶梯波模式的平稳过渡运行。 关键词：

傅里叶级数，变频器利用率，过调制，空间矢量PWM。 1 介绍 三相电压型脉宽调制 （PWM）逆变器已被广泛地用于DC / AC功率 变换，因为它可以产生一个可变电压，及 变频电源。然而，它们需要一个死区时间 来避免桥臂短路，缓冲电路来抑制 开关尖峰。除了在这些辅助方面，PWM 逆变器还有一个重要的问题 ，它不能产生与6拍阶梯波一样大的电压。也就是说，直流母线电压不能被利用到最大。 为了提高正弦波PWM逆变器的电压利用率，提出了另外一个方法，在参考电压中加入3次谐波，通过这种方法基波分量可以提高15.5％[1]。被广泛使用的空间矢量PWM逆变器，电压利用率可提高到0.906，并可调制到6拍阶梯波[2]。另一方面，文献【3】分析了不同的不连续的PWM策略，其中a相位的调制波形一个基本周期中有一段至少60度，最多120，其逆变器桥臂开关没有发生动作，被钳位在正/或负直流母线电压。最近，有人表明，可以通过适当地加入了零序电压到调制波形得到不连续的PWM方案和空间矢量PWM[4]。通过注入零序电压，调制指数可以提高到0.906。 另一方面，提出了一些离线PWM方法来优化性能指标。使用这些策略，不仅任一特定的谐波分量可以被消除[5]和总谐波可以被最小化[6]，而且还可以得到逆变器的最大利用率。然而，由于它们的瞬态响应是缓慢的，所以它们很难被应用于高性能的电动机驱动器。增加逆变器的利用率没有引起极大的兴趣，直到最近文献【7】--【11】一些过调制方法被提出。Kerkman使用描述函数模拟变换器增益作为调制指数（MI）函数，加入到希望取得的基波电压的补偿调制系数从实际操作中近似取得。然而，近似逆变器模型给出了逆变器的非线性增益。在文献[8]和[9]，这种非线性特性通过一个简单的查找表抵消掉了。其结果是一个由PWM到6拍阶梯波操作的线性输入输出电压的传递函数。 文献【10】霍尔茨提出了在过调制范围的PWM逆变器连续控制。在这个方案中，根据调制系数有两种过调制模式。在模式I，但是，基本电压不能产生为恰好等于基准电压，因为六边形每个角附近的电压增量对基波电压贡献不同于六边形各边的中心附近的电压减量，因为它是在一个平均意义上处理。因此，在过调制模式1它给出了逆变器一定程度上的非线性传输特征。对于过调制模式2，没有给出控制输出电压基波成分的足够解释。 文献[11]提出了另一个数字连续控制的空间矢量PWM逆变器，文献【10】中所述过调制两种模式在单模式结合，其实施变得简单，但在理论上逆变器的线性传输特性失去了和产生更高的谐波。本文提出了一种新型的空间矢量PWM过调制策略来产生精确的对应调制指数的基波电压，其中所需要的输出电压的参考角度和保持角度基于傅里叶级数展开推导。其原理在图形上很容易理解。使用该方案，在整个过调制范围可取得逆变器输出电压的线性控制。此外，对输出电压的谐波成分和总谐波失真（THD）进行了分析。当方案应用于异步电机驱动的V / f控制，实验结果证明了在过调制范围可以得到一个平滑的过渡操作。 2 一种新颖的过调制策略 在本节中，一个新颖的空间矢量PWM的过调制策略是从三相基准电压的波形的傅里叶级数展开式而得到所需的基波电压中得到的。简单的分析，死区时间的影响忽略不计。用于PWM逆变器的调制指数在此定义为：

（1）

其中，V*是相电压基准和Vdc为逆变器输入直流侧电压。根据调制指数，PWM范围被划分成三个区域，如下所示。 A.线性调制（0=首先，空间矢量调制的原理的简要描述。空间电压矢量涉及6有效矢量和两个零矢量，如图Fig.1所示。 电压参考矢量是由时间平均分到与其相邻的两条有效矢量和一个零矢量构成的即:

ssTTVTTVV211*2 (2)

dcVVMI2*其中Ts是PWM的采样周期 ，T1和T2是分别施加到V1和V2矢量中的时间间隔。T1和T2时间间隔，和零矢量时间间隔T0如下计算：

)3sin(3*1dcsVVTT (3)

)sin(3*2dcsVVTT (4)

)(210TTTTs (5)

α是参考电压矢量的角度，如图Fig.1所示 调制系数低于MI=0.906，空间矢量调制产生正弦输出电压。MI=0.906时，输出电压轨迹沿着六边形内切圆。MI大于0.906，逆变器的电压波形失真，其幅度变得比基准电压小。

B.过调制1（0.906 操作过调制模式1时，为产生V *的所需基波电压，经补偿的电压基准矢量Vc*而被升压，Vc*的幅值处于内切圆和六边形的外接圆两个半径之间。 Fig.2示出三个电压矢量的旋转轨迹在一个复平面（左部）和实际的参考电压矢量Vr*的相电压波形 （粗线）变换在时域（右部）[12]，这是由逆变器实际调制的。这里，αr表示从补偿电压矢量轨迹与六边形的边的交点测量到的基准角度 。对于一个给定的参考电压，相电压波形被分成四个区段。每个段中的电压方程表示为 )6(0,tan31rdcVf (6) )6()6(,sin)6cos(32rrrdcVf (7)

)2()6(,sin)6cos(33rrdcVf (8)

)2()2(,sin)6cos(34rrdcVf (9)

wt ，w是基波参考电压矢量的角速度。（6） - （9）在傅里叶级数里展开

并考虑了它的基波组成部分，所得到的方程可以表示为 DACBrdfdfdfdfFsinsinsinsin4)(

4321 (10)

其中A，B，C和D分别表示各电压函数的积分范围如图Fig.2所示。 对（10）进行积分，可以取得关于αr的值F(αr)。F(αr)表示基波成分的峰值 ，对应（1）的调制指数的定义为：

MIVFdcr2)( (11)

因此，MI和αR之间的关系确定输出电压的线性度，其被绘制在图Fig.3中的实线。

参考电压矢量超过了六边形的边时，逆变器不能产生基准电压一样大的输出电压，因为最大输出限制为六边形的边。然后，通过切换的时间间隔（3） - （5）被校正为[13]

2111'

TTTT （12）

2122'

TTTT （13）

00'T （14）

从图Fig.2知，模式1上限值是当αr= 0°，调制指数为0.952，这是从（10）和（11）可知的。当MI大于0.952，需要另一个过调制算法。

C.过调制2（0.952

在模式I，在每个基本周期补偿电压矢量的角速度和实际参考电压矢量的角速度是相同的和恒定的。在这种条件下，输出电压高于MI =0.952不能产生，因为没有剩余区域进行电压损失补偿，即使调制指数增长高于此。在调制比范围为0.952以上时，实际电压参考矢量被保持在一个顶点为特定的时间，然后在其余部分开关周期沿着六边形的边移动。αh控制该有效开关状态保持在顶点的时间间隔的保持角度，它唯一地控制基波电压。模式II的基本概念类似于文献[10]，【10】它缺乏有关如何推导算法的清楚解释。这里，像模式1一样给出基于傅立叶级数展开式的详细解释。从图Fig.4， 四个部分的电压方程表示为 )6(0,tan31hpdcVf （15）

)6()6(,32hhdcVf （16）

)2()6(,sin)3cos(3''3hhppdcVf （17） )2()2(,324hdcVf （18） 其中：

hp



61'

 （19）

)6,6(,61'''pphhp （20） 如Fig. 5所示。其中，αp为 )6(0h （21）

时实际的参考电压矢量的相位角，αp’为 )3()6(h （22）

时实际的参考电压矢量的相位角 αp和αp’如下取得。实际的参考电压矢量以更高的速度从θ=0 ~ π/6旋转，相比，基波电压以固定速度从θ=0~（π/6-αh）旋转。等式（19）简单地从用于这两个向量的角位移成比例的关系导出 所以，实际的参考电压矢量被保持在一个顶点，而基波连续地从旋转。情况正好相反，实际的参考电压矢量被保持在一个顶点，而基波连续地从旋转。实际的参考电压矢量在时开始旋转，并且时与基波电压对准。如此可类推和的情况，得出表达式（20）。把（15）--（18）代进（10），其积分结果和（11）匹配，得到调制指数与保持角之间的关系，绘制在图Fig.6中的实线。